Hasil perancangan konverter DC-AC

BAB 5. KESIMPULAN DAN SARAN

4.2. Hasil perancangan konverter DC-AC

Sistem konverter DC-AC yang akan dimodelkan terdiri dari blok komponen berikut: sumber DC, H-bridge, SPWM, sinkronisasi PLL, kendali daya, filter LCL, sedangkan grid tiga fasa AC tidak masuk dalam pembahasan.

Untuk untuk tujuan pembahasan setiap bagian blok konverter DC-AC ini agar dapat lebih mudah dipahami karena tiap blok memiliki fungsi-fungsi yang berbeda. Untuk spesifikasi konverter DC-AC yang akan dimodelkan dengan perangkat lunak PSIM dapat dilihat pada Tabel 4.1.

Tabel 4.1. Spesifikasi parameter pemodelan konverter DC AC

Parameter Lambang Nilai

Tegangan output fasa konverter Vnk/En 220 V Tegangan output line-line konverter VLLk 380 V

Tegangan fasa grid Vng 220 V

Tegangan grid tiga fasa line-line VLLg 380 V

Daya aktif Pref 20 KW

Tegangan sumber DC Vdc 400 V

Kapasitor DC C_DC 2500F

Frekuensi grid fg 50 Hz

Frekuensi switching fsw 10 KHz

Faktor daya Pf 1

amplitudo modulasi SPWM ma 0 < ma < 1

4.2.1. Sumber DC

Tegangan AC output pemodelan dengan jenis konverter DC-AC sistem tiga fasa adalah 380V/50Hz. Untuk sistem konverter DC-AC yang akan disinkronkan dengan grid tiga fasa 380V/50Hz, jika ampitudo modulasi SPWM

ma=0,9, maka tegangan diperkirakan membutuhkan tegangan DC 400 V. Untuk menghitung kebutuhan tegangan DC digunakan Persamaan (2.18).

kapasitor atau disebut power coupling capacitor. Fungsi yang paling penting dari kapasitor sumber DC adalah untuk membatasi besarnya tegangan riak frekuensi jalur ganda tingkat yang ditentukan. Konstanta waktu (t1) dapat dihitung dengan Persamaan (2.19), Untuk parameter kapasitor sumber DC (C_DC) dapat dihitung

Sehingga spesifikasi kebutuhan tegangan dan kapasitor pada bagian sumber DC dapat ditampilkan pada Tabel 4.2.

Tabel 4.2. Spesifikasi sumber DC pemodelan Konverter DC-AC

Parameter Lambang Nilai

Tegangan sumber DC VDC 400 V

Kapasitor DC CDC 2500F

4.2.2. Hasil pemodelan rancangan H-bridge

H-bridge atau disebut bagian switching, H-bridge yang dirancang adalah jenis tiga fasa gelombang penuh yang terdiri dari 6 buah komponen semikonduktor. Salah satu hal yang perlu diperhatikan dalam perancangan

komponen H-Bridge adalah karakteristik komponen semikonduktor. Karakteristik semikonduktor yang harus diperhatikan adalah opersi kerja komponen semikonduktor terhadap daya dan frekuensi switching. Pada aplikasinya jika frekuensi kerja yang digunakan fsw = 10 kHz, maka sebaiknya yang digunakan adalah IGBT atau MOSFET. Untuk kemampuan daya operasi komponen switching IGBT dan MOSFET memiliki kemampuan hingga mencapai 1 MVA berdasarkan Gambar 2.4. Namun untuk mendapat informasi yang lebih jelas, informasi karakter komponen dapat diperoleh dari datasheet komponen tersebut, hal ini untuk menjaga kesinambungan kerja pada alat tersebut, karena setiap komponen memiliki batas parameter saat bekerja. Pada rancangan konverter penelitian ini bagian H-bridge menggunakan piranti semikonduktor IGBT, pemodelan H-bridge ditampilkan pada Gambar 4.2.

Gambar 4.2. Pemodelan rancangan H-bridge

Bagian H-bridge memiliki koneksi ke blok lain yaitu pada bagian SPWM dan bagian output. Keterangan label akan menjelaskan hubungan antara H-bridge dengan blok lain atau menjadi titik sambung menuju blok tersebut. Keterangan pada H-bridge dijelaskan dalam Tabel 4.3.

Tabel 4.3. Keterangan label H-bridge Label Keterangan

Va Tegangan output fasa a Vb Tegangan output fasa b Vc Tegangan output fasa c

Ha input SPWM sisi high fasa a (drive IGBT 1) La input SPWM sisi low fasa a (drive IGBT 4) Hb input SPWM sisi high fasa b (drive IGBT 3) Lb input SPWM sisi low fasa b (drive IGBT 6) Hc input SPWM sisi high fasa c (drive IGBT 5) Lc Output SPWM sisi low fasa c (drive IGBT2) Vdc Tegangan sumber DC

Cdc Kapasitor sisi DC

4.2.3. Hasil pemodelan rancangan SPWM

SPWM merupakan sinyal yang akan digunakan untuk driver switching H-bridge. Untuk pemodelan SPWM pada PSIM akan menggunakan tiga komponen komparator untuk masing masing output gelombang SPWM tiap fasa konverter DC-AC. Sedangkan sinyal input modulasi yang juga disebut sebagai sinyal referensi berasal dari output pengendali daya dengan bentuk gelombang tiga fasa dengan frekuensi yang telah sama dengan grid tiga fasa yaitu 50 Hz. Untuk menghasilkan gelombang SPWM sinyal modulasi dari pengendali daya dibandingkan dengan gelombang segitiga yang berasal dari komponen triangular-wave voltage source dengan setingan frekuensi tinggi 10 kHz.

Pada pemodelan SPWM, komponen yang digunakan adalah tiga buah komponen komparator, tiap komparator mengoperasikan masing-masing tegangan referensi, tegangan referensi dihubungkan pada titik positif komparator, sedangkan titik negatif komparator digabungkan kemudian dihubungkan dengan tegangan segitiga. Saat memasuki bagian SPWM, tegangan referensi melewati

blok saturasi dengan setingan lower limit -3,9V dan upper limit +3,9V untuk mengantisipasi spike tegangan referensi. Sinyal SPWM akan dibangkitkan bila sinyal referensi (a_ref, b_ref, c_ref) lebih besar dari sinyal segitiga (VTRI).

Kemudian sinyal SPWM dari satu komparator akan dibagi dua, sinyal pertama akan langsung menuju buffer gate dan sinyal kedua diawal akan melalui NOT gate kemudian buffer gate. Sinyal SPWM diteruskan ke bagian switching atau blok H-bridge, untuk hasil pemodelan SPWM dapat ditampilkan pada Gambar 4.3.

Gambar 4.3. Pemodelan rancangan SPWM

Untuk keterangan label pada rancangan SPWM dapat dilihat pada Table 4.4 Tabel 4.4. Keterangan label SPWM

Label Keterangan

a_ref Input sinyal referensi modulasi fasa a b_ref Input sinyal referensi modulasi fasa b c_ref Input sinyal referensi modulasi fasa c

Ha Output SPWM sisi high fasa a (drive IGBT 1) La Output SPWM sisi low fasa a (drive IGBT4) Hb Output SPWM sisi high fasa b (drive IGBT3) Lb Output SPWM sisi low fasa b (drive IGBT6) Hc Output SPWM sisi high fasa c (drive IGBT5) Lc Output SPWM sisi low fasa c (drive IGBT2) Vtri Referensi frekuensi tinggi tegangan segitiga

4.2.4. Hasil pemodelan rancangan PLL

PLL yang akan dirancang adalah PLL dari jenis SRF-PLL. SRF-PLL menggunakan transformasi Clarke yaitu transformasi dari tiga dimensi (abc) menjadi dua dimensi (alpha dan beta). Simulasi PLL dalam konverter DC-AC ini dirancang sesuai dengan jenis konfigurasi SRF-PLL pada Gambar 2.16b. Nilai theta merupakan output dari proses PLL.

Tegangan grid yang merupakan tegangan tiga fasa yang sinkron dengan konverter DC-AC sehingga persamaan tegangan Va sama dengan Persamaan (2.33), V_b sama dengan Persamaan (2.34), dan tegangan V_c Persamaan (2.35) yang ditransformasi dengan transformasi Clarke pada Persamaan (2.21) pada BAB 2 sebelumnya sehingga hasilnya adalah V_alpha dan V_beta yang dijabarkan dalam persamaan berikut:

Untuk hasil pemodelan rancangan simulasi PLL dapat dilihat pada Gambar 4.4.

Gambar 4.4. Hasil pemodelan rancangan PLL

Hasil pengukurann tegangan grid tiga fasa dengan tegangan 220 V/ fasa, frekuensi 50 Hz dapat dilihat pada Gambar 4.5.

Gambar 4.5. Hasil pengukuran tegangan grid tiga fasa

Gambar 4.6. Bentuk gelombang tegangan alpha dan beta

Bentuk gelombang tegangan alpha dan beta dengan nilai 268,66 V yang merupakan hasil transformasi Clarke (Persamaan (2.21)) dari grid tiga fasa dapat dilihat pada Gambar 4.6. Perbedaan sudut fasa antara tegangan alpha dan beta adalah sebesar 90⁰.

Gambar 4.7. Bentuk gelombang theta

Bentuk gelombang theta sebagai output SRF-PLL seperti pada Gambar 4.7 dikalkulasi menggunakan arctangent 2 (attan2) dari nilai V_x yang merupakan Valpha/U dan Vy yang merupakan nilai Vbeta/U. Gelombang theta yang pada Gambar 4.7 memiliki nilai maksimum +3,1415 V dan nilai minimum -3,1415 V.

Gambar 4.8. Bentuk gelombang theta terhadap grid

Perbandingan antara gelombang theta*70 dan grid dapat dilihat pada Gambar 4.8. Berdasarkan gambar tersebut theta memiliki frekuensi yang sama dengan grid, dan telah dapat bekerja pada konverter DC-AC dalam sinkronisasi.

4.2.5. Hasil pemodelan rancangan kendali daya

Kendali daya yang berfungsi sebagai bagian yang mengatur daya output yang dihasilkan berdasarkan fasilitas nilai referensi yang diinginkan. Data referensi daya yang akan diseting adalah referensi daya aktif dan daya reaktif.

Kendali daya bekerja dengan mengendalikan arus konverter DC-AC. Rancangan kendali daya dibuat berdasarkan perhitungan untuk mendapatkan nilai arus referensi dq output kendali daya i_dref pada Persamaan (2.29).

Untuk rancangan pemodelan simulasi pada perangkat lunak PSIM dapat dilihat pada Gambar 4.9.

Gambar 4.9. Pemodelan perhitungan referensi dengan output idref

sedangkan pada Persamaan (2.30) merupakan perhitungan untuk mendapatkan referensi arus dq i_qref output kendali daya.

Perhitungan i_qref dapat dimodelkan pada perangkat lunak PSIM seperti pada Gambar 4.10.

Gambar 4.10. Pemodelan perhitungan referensi dengan output iqref

Kemudian untuk pemodelan yang berfungsi sebagai pengaturan arus serta mendapatkan arus modulasi dq i_md menggunakan Persamaan (2.31).

kd dref

md i i

i  

Untuk arus modulasi i_mq dimodelkan berdasarkan Persamaan (2.32).

kq qref

mq i i

i  

Untuk tahap akhir adalah mengubah model arus dq menjadi abc digunakan sebagai sinyal referensi pada SPWM. Untuk mengubah model arus tersebut digunakan transformasi dq ke abc dengan Persamaan (2.25).

Pemodelan pengaturan arus pada PSIM dengan output arus modulasi i_md dan imq dapat dilihat pada Gambar 4.11. Hasil transformasi merupakan sumber signal referensi gelombang sinus tiga fasa pada Persamaan (2.33-2.35).

Gambar 4.11. Pemodelan kendali arus

Perangkat pengukuran daya dq output konverter DC-AC dan menampilkan bentuk gelombang. Pengukuran daya ini memerlukan tegangan grid dq (V_gd dan Vgq) dan arus output konverter dq ( Ikd dan Ikq). Untuk pengukuran daya aktif dq (Pdq) pemodelan dengan berdasarkan Persamaan (2.27).



_{gd kd gq kq}



dq V I V I

P    

2 3

Sedangkan untuk daya reaktif dq (Q_dq) pemodelan berdasarkan Persamaan (2.28)



gd kq gq kd



dq V I V I

Q     

2

3

Untuk pemodelan pengukuran daya dq dalam PSIM dapat dilihat pada Gambar 4.12.

Gambar 4.12. Pemodelan pengukuran daya dq

4.2.6. Hasil rancangan filter LCL

Seperti yang sudah dijelaskan pada BAB 2 sebelumnya, untuk merancang filter untuk konverter DC-AC dalam penelitian ini, diperlukan data parameter berikut: tegangan fasa (keluaran konverter) (En), nilai daya aktif (Pn), tegangan sumber DC (Vdc), frekuensi grid (fg), frekuensi switching (fsw). Parameter tersebut dibuat dalam Tabel 4.1 sebagai data perhitungan komponen filter LCL. Hasil perhitungan tersebut akan menghasilkan nilai parameter komponen utama filter LCL yaitu induktor sisi konverter DC-AC (L1), kapasitor filter (Cf), induktor sisi grid (L2) dan resistor redaman (Rf). Rancangan filter dalam penelitian ini untuk menangani konverter DC-AC dengan perkiraan daya 20 kW.

Untuk mendapatkan nilai filter LCL hal yang pertama dihitung nilai impedansi dasar (Z_b) dengan Persamaan (2.51).

Setelah mendapatkan nilai impedansi dasar (Z_b), kemudian menghitung kapasitansi dasar (Cb) dengan Persamaan (2.52).kecepatan sudut fasa =2π50 _g

Untuk menghitung I_max digunakan Persamaan (2.53) dan membutuhkan nilai daya aktif (Pn) dan nilai tegangan fasa (Vph).

Jika ripple arus filter LCL adalah 10% maka dapat dihitung arus maksimal yg dipengaruhi nilai ripple arus (I_Lmax) dengan Persamaan (2.54).

I_Lmax 10%I_max 10%128,5612,856A

Setelah mendapatkan nilai arus ripple (I_Lmax), Induktor sisi konverter DC-AC (L₁) akan diperoleh parameternya dengan Persamaan (2.55).

Untuk menghitung parameter kapasitor filter dengan mengalikan kapasitansi dasar dengan konstanta perubahan faktor daya maksimal yang diizinkan pada grid yaitu 5% dengan menggunakan Persamaan (2.56).

^Cf 0.05^Cb 0.050,001314865,74^F

Dengan mengalikan nilai konstanta (r) dengan nilai induktor sisi konverter DC-AC (L1) seperti pada Persamaan (2.57) akan memperoleh nilai parameter induktor sisi grid AC. Nilai konstanta r = 0,6 jika konstanta pengurangan faktor daya nilainya 5%.

^L₂ ^r^L₁ 0,6518,564^H 311,13^H

Sesuai dengan penjelasan pada BAB 2 mengenai syarat filter LCL yang telah memenuhi syarat frekuensi resonansi ( f ) pada Persamaan (2.59) harus _res sesuai dengan Persamaan (2.62). untuk mencari frekuensi resonansi ( f ) yang _res dihitung lebih dahulu adalah nilai resonansi (_res) dengan Persamaan (2.58).

^f

Frekuensi resonansi ( f ) harus sesuai dengan Persamaan (2.60) sebagai syarat _res kriteria parameter filter LCL yang dibutuhkan.

^{10fg  fres 0.5fsw}

1050 f_res 0.510000 ^{500 1407,07 5000}

Berdasarkan parameter frekuensi resonansi ( f ) terhadap Persamaan _res (2.62) disimpulkan bahwa nilai parameter LCL telah memenuhi kriteria yang sesuai dengan spesifikasi konverter DC-AC, sehingga pada saat simulasi nanti kemungkinan besar filter LCL dapat bekerja sesuai dengan fungsinya untuk mereduksi frekuensi switching dan meneruskan tegangan sinus. Kemudian tahap akhir mencari nilai resistor filter (Rf) dengan Persamaan (2.61).

³



^{6,574 10 5}



^{8,8444737 103}



1 3

1





 



  _

res f

f C

R 

^{Rf 0,5732}

Berdasarkan perhitungan tersebut data parameter LCL yang diperlukan dapat dilihat pada Table 4.5.

Tabel 4.5. Parameter LCL

Parameter Lambang Nilai

Induktor sisi grid L₂ 311,13H Induktor sisi konverter DC-AC L₁ 518,564H

Kapasitor filter Cf 65,74F

Resistor redaman Rf 0,5732

Resonansi

res 8,844473710³rad/sec Frekuensi resonansi

f res 1,4070710³Hz

Letak filter LCL diantara tegangan output konverter dan tegangan grid tiga fasa. Contoh pemodelan dan letak filter LCL pada simulasi konverter DC-AC dapat ditampilkan pada Gambar 4.13. Filter yang terdapat pada gambar tersebut merupakan jenis filter LCL dengan R_f.

Gambar 4.13. Letak filter LCL

Untuk perbedaan karakter frekuensi respon filter LCL tanpa Rf dan filter LCL dengan R_f berdasarkan parameter Tabel 4.5 dapat ditampilkan dalam bode diagram pada Gambar 4.14, untuk mandapatkan bode diagram digunakan Persamaan (2.49). Persamaan tersebut untuk filter LCL tanpa Rf sedangkan Persamaan (2.50) digunakan untuk filter LCL dengan Rf.

Gambar 4.14. Bode diagram filter LCL

Berdasarkan Gambar 4.14 dapat diperoleh informasi bahwa kedua model LCL tersebut telah sesuai dengan persyaratan Persamaan 2.60 bahwa f_referensi <

fresonansi < fswitching. Filter jenis LCL dengan Rf tidak memiliki lonjakan pada saat titik frekuensi resonansi, dan memiliki respon yang halus saat bekerja dengan frekuensi tinggi pada sudut -270⁰ ke 180⁰.

Gambar 4.15. Output konverter dengan filter LCL tanpa Rf

Gambar 4.16. Output konverter dengan filter LCL dengan R_f

Perbedaan antara filter LCL tanpa Rf dan filter LCL dengan Rf dapat dilakukan simulasi untuk mengamati perbedaan gelombang arus dan tegangan antara kedua model filter tersebut dengan menggunakan referensi Pref = 20000 W, dan parameter pada Tabel 4.1 dan parameter LCL Tabel 4.5. Untuk tegangan dan arus output konverter DC-AC dengan filter LCL tanpa menggunakan Rf dapat dilihat pada Gambar 4.15, sedangkan untuk filter LCL dengan menggunakan Rf

dilihat pada Gambar 4.16.

Pada Gambar 4.15 yang merupakan kinerja filter LCL tanpa Rf memiliki respon yang baik terhadap arus output setelah 0,01 s, sedangkan untuk tegangan output setelah 0,025 s. Untuk Gambar 4.16 kinerja LCL dengan Rf terhadap tegangan dan output memiliki respon baik sesudah 0,005 s. Berdasarkan karakter kinerja kedua model filter LCL tersebut, dapat disimpulkan bahwa kedua model filter LCL dapat bekerja dengan baik. Kedua jenis filter dapat mereduksi tegangan switching dengan baik, namun yang memiliki kinerja lebih baik adalah filter LCL dengan Rf (Gambar 4.16), karena memiliki respon yang lebih cepat. untuk simulasi konverter DC-AC berikutnya, filter yang akan digunakan adalah model LCL dengan R_f dengan tujuan untuk mendapatkan hasil yang lebih baik.