chokosoku hikari tsushin nettowaku ni okeru shingo seigyo gijutsu no kenkyu

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(7)

四 W I W - ’ - 「交換機ネットワークの使用状態･品質を保守者に認識させる､〃一一 --と定義される。パス(Path)とは､サービスレイヤとの境界に位置する装置と対向側の同装置の区間と定義される｡以下に､上で述べた-1.から-6.までのそれぞれの機能についての実現技術の進展について述べる。 1-3.光伝送技術の進展本サブセクションでは、ト2.で述べた光通信ネットワークの機能のうち、-4.の機能すなわち光信号送受信機能についての技術の進展について述べる。光ファイバ返信は1970年に始まり、伝送損失が20dB/kmの光ファイバ[11]と、Ｇ訊sの脂導体レーザの室温連続発振[L2]に縮を発している。現在では、光ファイバの損失は1550nm帯の波長で 0.25dB/kmであり、中継間隔はおよそ80kmを実現する。従来の同軸線の中継間隔1.5kmと比較すると､53倍も飛躍的に上昇したのである。また送受信する信号も、現在では10Gbit/sが最近、実用化されており[13]、これは電話回線でいうと13万回線分､情報量でいうと1秒間で新聞2年半分である。このような莫大な伝送速度を実現するのに、数々の技術的なブレークスルーかおる。主なものに超高遮光変復調技術､光増幅技術､超高速IC技術かおる。まずニOGbit/sもの超高速データを光で変復調する技術について述べる。データの変復調には

ディジタル信号を光のwaveつacketにする方法であるFntensity Modulation (IM)という方式が採用さ

れている(光強度をディジタル信号″1″の時にＯＮ、″Ｏ″の時OFFとするので、強度変調と呼ばれて

いる)。伝送路符号としてはNon Retum to Zero (NRZ)符号が採用されている(たとえば″1011″という

信号時は、ON-OFF-ON-ONとなりいが連続したときに一旦OFFにならない符号形式である)。 10Gbit/sもの超高速信号は1ビットの時間でいうと100psであり、このような信号をNRZでIM符号化するのに､Mach-Zehnder強度変調器[14]が用いられている｡強度変調器は連続発振しているレーザの外部に配備される｡この強度変調器はLiNbO3などの結晶の電気光学効果により､電圧をかけることにより結晶の屈折率を変化させ､出力端でちょうど干渉させて､光のON/OFFを超高速で実現するものである｡LiNb03結晶を用いたMach-Zehnder変調器(LN-MZ)の構成を図1-3に示す｡この他にも電圧をかけることによって、結晶の吸収縮か移動する効果を利用したElectro Absorption (EA)変調器という技術も存在するL15j｡光ファイバ伝送後の信号の復調には光一電気変換回路で直接受信するDErect Detection(DD)方式が実用化されている[16]｡受光器には､PIN-PDなどが用いられている｡超高速へのビットレート上昇に伴い1ﾋﾞｯﾄの時間幅が短くなり光電変換に必要なエネルギーが不足するため、強度をあげなければ良好なパフォーマンスで受信ができない｡したがって現在は受光器の前段に次に述べる光増幅器が用いられている。光増幅は誘導増幅の効果を利用し、光信号を光のまま増幅する技術である。図1-4にエルビウ

ム添加光ファイバ増幅器(Erbium Doped Fiber Ampliner: EDFA)の構成図を､図1-5にEDFA

５図ト2.トランスポートネットワークに要求される機能交換機．囮１） -｡‘￨｡は光送受信機能と呼ばれており、前述のLT-MUXやＡＤＭ､または中継器がその機能を実現する、 -5.の機能は切替(プロテクション)機能と呼ばれ、クロスコネクトやADMあるいは多重化端局装嗣:が機能を具備する。 -6.の機能はオペレーション機能と呼ぱれ､各装置と外側にあるワークステーション(WS)上のソフトウ｡｡アがこの機能を実現する。各機能とトランスポートネットワークに配備される装置との関係を図1-2に示す｡これらの機能をいかに高いパフォーマンス･低ｺｽﾄで実現するかが､現在間われているのである。図1-2にはトランスボートネットワークで定義される管理対象(区間)が示されている[10]。

中継セクション(R-section: Regenerat･r Section)とは、中継器と中継器あるいは中継器と多重化装置(または中継器とADM)の区間である最も短い区間として定義される。

多重セクション(M-secti･n: Multiplex Secti｡n)とは､多重化端局装置区間または隣接ADM区間と定着される。

コネクション(Connecti｡n)は､クロスコネクト区間と定義される。またその定義の一部であるサプネットワークコネクション(Suh-netw･rkc･nnection)とはADMで接続されているリングの入口と出口の間

(8)

(9)

9行 .圭）各四角はバイトを表すデータ伝送li序りＸＮﾗ￨ 261 X N列 N=1引5aMhrt/自 N=4622Mbit/s N=ls:2.4agGbitﾉ･ N=a4Q,953Gbit/9 -〃一一’ れ､最終的にはSTMフレームのペイロード部分に収容されて伝送される/FDMとは異なり、各デャネルのタイムスロットは確保されず､使用時にのみ信号が伝送される｡そのため､伝送路の使用効率が上昇する。タイムスロットが確保されないので､複数のボートが存在する多重化装置などの場合には､あるセルかおる時間位置において衝突する可能性がある(図1-8)。このためセル多重を行う装置には､必ずセルを持たせておくバッファあるいはメモリが必要になる。バケット多重化は､第3層ネットワークレイヤで処理される方式である｡第3層のIPアドレスを各装置が読みこみ､転送先の方略を確認して､STMフレームにパケットを収容して伝送する｡セル多重と同様にタイムスロットは確保されない｡図1-6(c)中で､BのチャネルはAチヤネルのパケットが送信し終わるまで､装置内で持たされる。したがってバッファあるいはメモリが全装置に必要となる。トランスボートネットワークの装置に適用される多重化構造として、ビット･バイト多重を用いた TDMが性能･コスト･管理運用の点で効果的である｡現状､セル多重装置もバケット多重装置も伝送速度は2.4Gbit/s程度であり､これ以上の速度の処理は新たなブレークスルーが必要である｡以下､本研究では物理レイヤにおけるTDMを対象とする｡理由を以下に2つ挙げる。l)TDMは､本質的にはﾒﾓﾘの必要がない。10Gbit/s以上のﾘﾝｸ速度をすべてセルあるいはパケットで処理するのは､バッファあるいはメモリの動作速度が現状数十Mbit/s程度に制限されていることを考えると、装置構成上現実的でない｡2)TDMは､装置の処理を軽減する｡セルあるいはバケット多重装置は、各多重セクション毎にSTMフレーム内ペイロードに収容されている全てのセルやパケットのオーバーヘッドを処理しなければならないのに対し､ＴＤＭ装置はエンド一エンドのパスの終端装置でのみペイロード内にアクセスを行う｡物理レイヤ多重の最も大きな弱点はその収容効率の低さであるが、しかしながら､TDMとＷＤＭの併用により､伝送路容量は10Gbit/sから1Tbit/sにも到達することが可能である｡各波長を独立なチャネルとして扱うＷＤＭ方式によってファイバあたりの伝送容量は格段に増加し､伝送路容量は各波長のビットレートの総和で表される。将来の数Tbit/sのネットワークを実現するとき､TDMとＷＤＭの併用が重要であり、どちらか一方の技術だけではとうてい賄いきれない｡また光の領域でTDMを行う技術であるＯＴＤＭでは網運用ではないが400Gbit/sの伝送実験が成功しており､ＯＴＤＭ技術の将来性･実現可能性が示されている[26]｡本研究ではＴＤＭによる超高速化を､そのチャネルのＷＤＭ化を視野に入れながら考慮していくこととする。 1-5.ネットワークトポロジーの進展本サブセクションでは、1-2.で述べた光通信ネットワークの機能のうち､-2.の機能すなわちルーティング機能について､および-5.の機能すなわちプロテクション機能の技術の進展について述べる｡この2つの機能は､一つのネットワーク形態:トポロジーを採択することにより､著しく単純かつ高パフォーマンスを示すのである。大容量の光ネットワークでは、多重化されるチャネルの数が多量になり伝送ビットレートが上昇するほどサバイバピリティ(残存率:故障に対する強さを表す量)が９図1-7.SDHのフレーム構造とデータ伝送順序セル多重化装置ﾊﾞｯﾌｧﾉﾒﾓりでBセルを待たせる必要図1-8.セル多重化装置におけるバッファメモりの必蔓性 IQ｣￨-6GI)〕｡単純であるので高速処理が可能であるが、伝送路の利用効率が一般的に悪くなるの

が欠点である｡現在ではSynchronous Digital Hierarchy (SDH)というフォーマットがlnternational T山c､カIll1｣､licationunion(ITU)の標準で定められており、全世界で使用されているf24]。図1-7にＳＤＨソォーマットを小す。ＳＤＨでは、SynchronousTransport Module (STM)という単位によってビットレー】ヽが階層化されており、STM-!: 156Mbit/s､STM一4: 622Mbit/s､STM-16: 2.4Ghit/s､STM-64:

10Ghit/sまでが標準化されている。STM-Nフレームは9行2?0XN列のフオーマットを有しており、その中の9行９ＸＮ列がSectjon overhead(SOH)として、以下の機能のために設けられている。1:フレームの先頭を識別する機能(フレーム同期機能:AI、A2)、2:信号の品質をモニタする機能(パ

フォーマンスモニタリング機能:BI、B2)、3:プロテクション機能(Automatic Protection Switching (APS)機能:KI､K2〕、監視制御回線をつなぐ機能(Data C･mmunication Cha・el(DCC):D1-D12)、

および多重化された各チャネルのフレーム内先頭位置通知機能(ポインタ機能:HI-H3である)。｣0とJIはそれぞれRセクションとパスの接続確認用のトレースバイトである。その他の機能も検討されている｢24｣。図1一7で、上から3行×(9XN)列のＳＯＨをRSOH: Regenerator Section overhead、(5 行ロ∼9行目)×(9XN)列のＳＯＨをMSOH: Multjplex Secti･n overhead、4行目一行×(9XN)列をポインタと呼ぶ。ＳＯＨとは異なるが、ペイロード内のJ1と同列の一列のオーバーヘッドをPOH: Path overheadという。SDHのパスはvirtual Containsr(VC)と呼ばれる(第4章参照)。

セル多重はATM: Asynchronous Transfer Modeという技術を用いた、第2層データリンクレイヤ (ATMレイヤ)で処理される多重化方式である[25]。各チャネルの信号は53バイトのセルに収容さ

(10)

¶ F 〃 ● ㎜ n − 〃 − ･･ ■ ･￣ '￣￣ -〃“'一一提供者にも大きな損失を余儀なくさせる。リングトポロジーは中紺糸地域網において、低コスドごかつ高いサバイバビリティを実現する魅力的なトポロジーである。故障あるいは工事等の支障が発生全国中継網したら､故障個所を迂回するように逆周引こルーﾄを切り替えることによって通信が救済される。またｚリングトポrコジーによれば､ルートは右回りか左回りかの２つに1つであるので、パス設定時のルー (jy/14]l / 、 j ＼ティング機能をも単純化できる。トランスポートネットワークの階層化構造を図卜9に示す。中継系全 /ノ゛｜ノ＼＼＼国網のトポロジーは単一リングではなく、複数のリングより構成されるマルチリングが効果的である。 ………゛ .I/ ﾉﾀﾞﾀﾞ＼｀

図1べOにリングネットワークで用いられる装置､ADM: Add/Drop Multiplexerの機能を示す。図レ / X 10に示されているようにＡＤＭという装置は､ルーティング、多重化､光伝送､プロテクションまでをカ / 地域中・網 X 地域中継網ﾉく−でき､経済的なネットワークが構築できる。他方､リングはその少ないルーﾄが複雑に交差する地域中継網 ´ Ｘトラフィックをサポートするために､種々の物理トポロジーの中でも伝送路に最も多くの容量を要求トランスポートネットワークする[27]｡現在、北米を中心に全世界的に導入されている高速光通信システムは、ほとんどがこのセス，セス，リングトポロジーを採用している。以後、本研究ではリングペースのトポロジーに限定する。現時点ではsDH技術を用いたリングネットワークは主にポイントーポイントのトラフィックを対象に設十され、運用されている[9]。その伝送路速度は622Mbit/sと2.4Gbit/sが主であり、10Gbit/sのリングネット図1-9.リングベースのトランスポートネットワークの階層化ワークはつい最近日本のネットワークにおいて実用化された[28]｡40Gbit/s以上のラインレーﾄを持つリングネットワークは今後の課題である。

｜

千千

飛白1

しこしこ〕。6わトフークオペ｡−シ。Ｈ。ｕｌ ÷ ／ｘ本サブセクションでは､ト2.で述べた光通信ﾈｯﾄﾜｰｸの機能のうち､-6.の機能すなわちオペ｜｜ＨＩ - ﾊGct/Lﾉmp Mumprxer VujMノレーション機能についての技術の進展について述べる。 ↓Ｉ↑ｏ昌靉回診で尚尚一部の信号を抜き出し、伝送速度の超高速化とサービスの多様化に伴い､ネットワーク制御技術の方にも―つのパラダ｜レ伝送路故障のに、周りのリングにょりイ号を済する。イムの変化が見られるようになっている｡現在までのネットワーク管理運用システム(ops: operation l QV吋pm皿高庇ｲﾄﾞ･一丑奎巾拒のべ々りﾚに面かべr雀んで去か｢9ql 一面遠洋か釦い晋一ビスｊら心けｙヽ」＿了 - 7 r ∼ 4 乙ふ

は､膨大な管理対象の増加と､多種多様な品質の要求(接続､遅延､信頼性)と頻繁な変更をネッ

トワークに要求する｡この時の問題点とは、リンクの大容量化に伴い処理すべきパス数が大幅に増

加しており、オペレーションシステムが過負荷状態となることである。さらにサービスが多種多様な

品質を要求する揚合､低い信頼性の低廉なサービスと高信頼だが高コストなサービスが一つの伝

送装置で混在して扱かわれると考えられ､管理するパス種類は何倍にも増加する[30]｡またパス種

類の追加や､収容先パスの変更等も頻繁になる可能性がある[31]。完全一元管理システムは、万

能化を指向しており､機能肥大化､複雑化し､新規開発の大容量伝送システムを管理可能とする

陽

ＡＤＭ吠dd/1)r｡p Mu1φbx ･の機能Ｉ而゛司゛今町yLﾘﾉ￨伺ぞ予･巾/-ヽμ ･ｶ４４ＺｚｏＪＩ／Ｚ一咀２_７ｉｌ･ﾉし｣ﾑﾌi 赳!「哨ZSI口りaごﾉUkl瓦廻i74)｣超高速光変調技術光増幅技術光伝送制御技術 2:多重分離/セクション終端…附ねる／ばらす､東ねた信号を監視制御する｣超高速多重分離技術セクション信号処理技術 3:コネクション/プロテクション…沁レーか落とすか氏れるか)を選択､故障救済｣爆浪左方当て技術故障救済技術ためには莫大な開発･変更コストを余儀なくさせている｡また完全―元管理システムでは必ず仲介図ﾄ10.ADMの機能装置が存在レ伝送装置､オペレーションシステムと共にこの仲介装置をも新規開発･変更しなけ肌要な問題となる[9]。予期できない災害はケーブル断やファイバ断を招き､ユーザだけでなく網ればならず､柔軟性に欠ける構造となっている。レー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- ー10− JI- Ｆゝ ’ ’ ￣＝ｙ･゛ＩＦ

(11)

(12)

(13)

売アンプ．誘導増幅の効果を用いるーかならず自然放出光がある一雑音￨ﾆ光強度光強度￨の部分にも維音がのるレレ ‥・》 L こ ILLjﾖ分こ維｛売増幅●SI段撞綾･- 時間光増幅器多段接続(長距離伝送)の際に問題に時間 '/・

と異なり、群速度分散が小さい領域において、すなわち零分散波長領域で、その劣化効果

が顕著になる。いずれの非線型効果も、光パワーの大きいファイバの人目近辺のみで起こ

る効果である。そしてこれら非線形効果による信号の劣化（SPM、MI、XPM及びＦＷＭ）

はファイバ人口の群速度分散の値に強く依存する。しかしながら既に敷設された長いファ

イバの中の、この局所的な群速度分散の値を知る方法は、未だかつてなかった。本論文の

第３章では、この問題を解決するべく、光ファイバの入口における群速度分散値の測定方

式を提案する。最終的には第２章の自動分散等化と合わせて、ＷＤＭを含めた最適等化への

拡張を目的とする。

1･7･3.光アンブ雑音累積の問題

問題３は超高速信号を、長距離にわたって何段も光増幅器によって中継する場合に発生

する問題である。数100kmの伝送では、光パワーがファイバの損失により減衰するので、

光増幅器による中継器が必煩である。ここで図1､引こ示されているように、光増幅器は誘導

増幅の効果を用いている。したがって信号光が入力されて光が増幅される効果の他に、自

然に電子のエネルギー状態が遷移する確率も０ではない。この効果をASE:

AmpHned

SpontaneousEmission といいヽ日本では通常、自然放出光と呼ばれている[81.図ト15に示さ

れているように光増幅器が多段に接続されると、ディジタル信号"O"の部分(非発光と規定

されている)とディジタル信号"1"の部分(発光と規定されている)に信号光とは関係のな

いノイズがのることになる。現状、この効果により10Gbit/sの光中継段数は３段に抑えられ

ている。すなわち４役目には電気処理の再生中継器が必要となっている。さらなる超高速

化には光中継段数はさらに抑えられてしまう。このASE雑音は光増幅の本質的な現象であ

る。本論文第４章では、この問題を解決するべく、光増幅器による雑音の白色性に着目し、

電気処理する多重化装置において、ディジタル信号'Ｔ'とディジタル信号"O"の誤認識を信号

処理によって訂正する誤り訂正符号を提案し、その効果を実証する。本誤り訂正方式は、

従来提案されている方式とは異なり、多重化処理とくにSDH方式との整合が特徴である。

1-7･4.故障被害増大の問題

問題４は、ファイバ中の伝送容量を大容量にする場合に、必ず起きる問題である。ファ

イバ１本が切れた場合の被害は従来の150Mbit/sの場合は二千回線だったのに対し､10Gbit/s

では13万回線となる。超高速ネットワークにおいては故障復旧が非常に重要である。故障

に強ければ強いほどよく、それだけ大量のデータが１本のファイバに詰め込まれている。

1-5.で述べたように超高速ネットワークはリングペースのトポロジーを採用する傾向にあ

る。現状、２種類のリング自動故障復旧方式（以下セルフヒーリング方式と呼ぶ）が存在

17 光増幅器雑音(白色光雑音)による劣化の補償が課題図1-15.光増幅器の雑音による劣化

牡ある｡このような光の高出力化に伴い、ファイバの非線型光学効果が間題となってくる。

非線型光学効果は、光の強度に比例してファイバの屈折率が変化する現象である。この現

帽ょガラスの感受率の３次項による効果である。ファイバ中の電子分極を光電界の関数で

害くと次のようになる。

/)叫χ,十Ｚ,￨￡￨ﾘ￡ (1-5) この現象により、様々な効果を引き起こす。まず、信号光が自分の強度変化により周波数変動を受けてしまう。この効果を自己位相変調(SPM: SelfPhase Modulation)という(図ト14)。 SPMは前述のビットの立ち上がり・立下りの周波数変動と重畳して、群速度分散を通して、仏訳皮形劣化を引き起こす。この重畳効果は最悪の場合、群速度分散等化をしても修復不可能なレベルにまで劣化を引き起こしてしまう。光パワーが十分高いとさらに変調不安定性(MI: Modulation lnstabillty)という効果により、光スベクトルの裾野の部分が増幅され、結果的にスペクトルが広がってしまう。またファイバ中のフォノンとの相互作用により誘導

ブリルアン散乱(SBS: Stimulated BrillouinScattering)という現象が起き、ある一定以上のパワーが反射光として戻るためにS/N比が劣化するという現象も存在する。さらにＷＴ〕Ｍを用

いて伝送容量を増加させようとすると、他の波長チャネルの強度変化により自分の波長チャネルが屈折率変動から周波数変動を受け、やはり群速度分散を通じて波形劣化に結びつ

く。この効果を相互位相変調(XPM: Cross Phase Modulation)という。またＷＤＭシステムでは３波長チャネル(あるいは２波長チャネル)の光をファイバに入射すると、新たに別の

周波数の光が作り出されるという四光波混合(FXVM: Four xVave Mixing)の効果が存在する(2 波長チャネルによってＦＷＭが起きる効果を縮退四光波混合と呼ぶ)。すなわち３波長チャ

ネルの周波数をfi、fj、fkとすると、fi+fyfkの位置のスペクトルに新たな光を生成する。ｗＤＭシステムでn+限fkの周波数を別の波長チャネルに使用していると、この新しい光が干渉雑音光として漏れ込むことになり、信号品質が劣化する。この効果は先のSPMやXPM

(14)

(15)

TX probg!Qrdl卸arSICn “I堡22a. controlsl卯al ４止ご｢･ISとし 20 − 皿 ■ ¶ J 本論文の提案する自動等化システムは３つの主だった特徴を有レ(いる。第１に、送信器と受信器は、局間制御回線を用いて通信を行い、測定モード/データ伝送モードの切替を行い、実際に群速度分散を測定して等化する。局間制御用チャネルは主信号とは別波長の光信号により実現する。このチャネルは現在､光アンプを用いた線形中継器の監視回線(LSV)として用いられているものを用いる[4o]。制御情報は、隣接中継器問の上り回線どｙり回線を転送される。図2-2に監視制御サブシステムを搭載した線形中継器を示す｡本論文の提案では監視光の波長は1510m、

ビットレートは1.5Mbit/s､通信プロトコルはデータリンクレイヤーにLink Access Protocol on D-channe1(LAPD)を用いる[41]。(ただし後述する実験では簡単化のために異なる波長とインターフェースを用いた｡)

２つめの特徴は､群速度分散測定には､位相変調の強度一定光(以下CW光と呼ぶ)が伝送路

の分散によって強度変調に変換されるというPhase Modulation-Amplitude Modulation (PM-AM)変換効果が用いられる[42]。図2-3にPM-AM変換の原理図を示す。一定である強度の光に位相変調(周波数変調)をかけることにより、高周波と低周波の部位が生じる｡ここで図2-3の２段目で表されている周波数変調は､光の周波数(190THz近辺)を中心とした､電気光学効果などによる周波数偏移(GHzオーダー)を表している。このような正弦波の周波数変調によって､光スペクトル成分Ｅ蜃は次のように表される。

E如卸AΣユ必謳隔丿四ωｊ

(2-1) ここで川ま一定である光振幅､ふはｎ次のベッセル関数､侃は位相変調指数､δはディラックのデルタ関数､叫は変調周波数である｡(2-1)式よりスペクトル成分は､変調周波数の整数倍という離散的な位置にピークを持つことがわかる。光ファイバの群速度分散により、これらスペクトル成分に相対的な群遅延差が生じると､フォトンの粗密波が生じ､結果としてー定であった光強度が変調される。この変調振幅を測定して群速度分散慎を測定する。図2-3において高周波の速度が遅いものを正常分散､高周波数の速度が速いものを異常分散という。PM-AM変換を用いた群速度分散測定に際して､本論文では外部変調器のバイアス電圧を変化させることによってCWｲ立相変調光を実現する｡例えばLiNb03-Mach-ZehndeバLN-MZ)変調器はバイアス電圧によって光挿入損失が大きく変化する｡この様子を図2-4に示す｡データ伝送のための強度変調器としては透過率の最火点と最小点の中点をバイアス電圧としてその周辺で電圧を振動させるが、一方CWの位相変調光を出すにはバイアス電圧を最九べとし､損失の変化しない領域で振動させる。クロックで変調されたPM-CW光が分散媒質を通ることによって作り出される強度変調成分は近似的に次の式で表される[42]バ式の導出については第３章を参照されたい｡) 21 RX 図2-1 自動等化システム構成ににI WDMS2とPler 図2-2線形中雄蕊の構成 2-3.提案システム構成図2-1に自動等比システムの装置構成を示す｡提案するシステム構成はNRZ符号を用いていれば､アーキテクチャ自体はビットレートに依存しない｡ここでTXとはデータ送信器､RXとはデータ受信器である。送信器は波長可変の光源､強度変調器、送信用光アンプ(ポストアンプと呼ぶ)、

監視制御回線(LSV:Lfnear Supervisory channel)用E/O(Electrjcal-Optica1 Converter)､そしてデー-タ入力とクロック入力を切り替える電気スイッチから構成される。受信器は受信用光アンプ(プリアンプと呼ぶ)、可変分散補償器､波長可変フィルタ、LSV用○/E(OptjcaI ElectricalConverter)、 PD(Photo D ､e)､電気スイッチ､識別器､クロック抽出回路から構成される。これらの構成はほぼ従来の送受信器と同じである｡ただし送受信器には自動制御できるように局内制御lnterface: IF (図中点線)と局間淘』御IF(図2-1中control signa)と書かれている)が用意されなければならない。自動等化装置は送信拠と受信拠から成り､それぞれTXとRXに接続される｡これら自動等化装置は伝送システム間で共有できる。自動等化器送信拠は局間制御信号処理部、波長可変光源とバイアス電圧を制御するコントロール拠からなる。自動等化器受信拠は同じく局閉制御信号処理部、゜ントロール部､変調電圧測定拠とからなる。

(16)

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Q 1000km

transmission

line

l

４＠２コー司ゝ 9， -2 ●AQvalue i o dispersionpenalty . 0 ● ● ○ 員 ○ 101『 j − ； -10 匝）防 E Ly o ド Q 20 1D zero“dlspersion wavelength:1558.0nm − dlsp9rsion slope:o､071 ps/nm2/km ∇ ￣ ● 1 -4 10 （ Lレ ca l］ 10 .1n 八八 zeroﾂispersion7avelengt? ， ’ 1釦65 15575 15585 1559､5 10 -11 1 Wavelength（nm） 10 ,12 1554 1556 1558 1560 ↑562 1564 wavelength（nm）｜

-35 -30 -25

図2-12

AQ値と群速度分散ペナルティの波長依存性

Averaged

opticalPower (dBm)

図2｀9 自動等化システムを用いたＱ値とは次のように定義される。

1000km伝進路の詐速度分散図2-10 自動等化システムによる

測定結果誤り率特性の改善

＿ぶ1￣ﾀ0

(?一一

(71十(7o (2一3)

影、いよそれぞれディジタル信号が'ヅノＴ'の受光電力、ら、(がよそれぞれの受光電カレベ

ルを中心とする確率密度関数の偏差である。分散劣化量である湖2は次のように定義される。

￣26' ，27−

(19)

(20)

(21)

(22)

(23)

(24)

(25)

Tonabre LD

李

LiNbO3 phase modulalor

︵Ｅu)11!LIS

qll5ualaAeMJeau!luoｚ

ﾉｽﾞ｢｡Jlsge｣｣｣¨ 言二50

二

十

0 5 10 15 20 25

0ptical

lnput Power(dBm)

趾卜2非線形波長シフトの光パワー依存性(理論㈲

1.3μm zero-wav白langth single-m()deiiber 50km 50km normal ｡噺−や.anomalous dispersion dispersion Dispersion Shifted Fiber undertest 図3-3実験系図 40 Tunable bandpass filter ｔ PD 一_本一

亮ご

□

(3-37) 」ヽi・〃一一パラメータ９の値が定まらないが､ここでは両分散での胚均泣で近似した｡異常分散では４であり1Tﾐ常分散ではo−0.4ほどの値なので､おおまかに卵2とした｡また非線形常数も毀常､正常分散領域では異なるが二こではそれぞれの典型的な値の平均値を用いた｡異常分散の2.6、正常分散の 3.0を平均してy=2.8とした｡図3-2に示されるように最小分散波長シフトのパワー依存性は局所的零分散波長により特異な挙動を見せる。平均零分散波長よりも局所的零分散波長が小さい場合 (異常分散)、パワーとともに最小分散波長はいったん正の方向に1nmほど変化してから､急激に負の方向に減少する｡一方､平均零分散波長よりも局所的零分散波長が大きい場合(正常分散)、波長シフトは0.3nmほどの上昇が見られるケースもあるが(局所的零分散波長が1560nmの場合)、だいたいにおいてなだらかな減少関数となる｡強度変調が最小となる波長を光パワーとともに求め (3-37)式にフィッティングを行えば､平均零分散波長､群速度分散スロープ､局所的零分散波長の値が得られる｡本提案方式の測定アルゴリズムはいたって単純なものである。・stepl):光パワーを非線形効果の無視できるレベルにまで下げて、A=O及びφ=Oというセッティングのもとに、強度変調成分が最小となる波長を特定する。 step2):A>Oとして、各高パワーのもと、強度変調成分が最小となる波長を各々特定し、強度変調最小を与える波長のパワー依存性を式(3-37)にフィッティングさせる。■ step1は平均の零分散波長と分散スロープを与える｡step2はstep1で得られた値を用いて局所分散値を与える。 3-3.実験的検証前のセクションで述べられている局所的群速度分散の測定を実際に行った。図3-3に実験系を示す｡本論文で提案する方法はデバイス･部品としては新しいものを要求せず､いたって単純で経済的な測定系を実現する｡左手側の四角で囲まれた部分は送信系で､波長可変光源､7.4GHz の発振器､広帯域のRFアンプ､LiNb03の外部位相変調器､EDFAポストアンプ､可変光減衰器からなる。またEDFAの前段に1.3μm零分散のシングルモードファイバ2kmが挿入されている｡これは入射時の強度変調を起こさせるためであり、(3-22)式のホ0.04､φﾀ＝πが得られる。したがって (3-30)式は常にOになる系を用いた。図3-3右手側は受信系であり､ASE除去のための波長可変バンドパスフィルタ､フィルタの中心波長を調整するためのパワーモニタ､フォトディテククー､サイドバンド(7.4GHz)測定用のスペクトルアナライザと光強度を規格化するためのDC電圧計とから構成される｡テストに用いられたファイバは2つの分散シフトファイバをコネクタで結合させたものであり、片方は零分散波長が1574nmの正常分散ファイバ50km､もう一方が零分散波長1527nmの異常分散ファイバ50kmの計100kmのファイバであり、平均の零分散波長は1549.5nmであった｡これらの値は従来のパルス遅延法によって求めた値である。実験では比較のために正常分散側からの光入射による測定と異常分散側から光入射の測定をそれぞれ行い､最小分散波長のシフトを別々４】 ampllfierj Osclllator ∠以o(絢)

+大同軒孵y

似(O)屁ふ

一一 Power （､と夕 monitor DC VOltmeter Post ゛ Optical amplifier attenuatol

j刄λo白和剛μLJり{μ一即IJ-1}

判が証f恥一心私訓

(3-37)式の零分散波長のシフトは局所的な零分散波長と光パワーの関数となる。(3-28)の回心や (3-29)のｅ白に含まれているMIゲインｇが尽の関数である。図3-2に零分散波長(最小値の強度変調を与える波長)のシフトの光パワー依存性を局所零分散波長をパラメータとして示す｡この計算で平均零分散波長を1550nmとした｡また波長を短波長から長波長に掃引するために(3-4)式の

(26)

『￣￣￣￣1

I

launched

from normal dispersionside

launched from anomalous side r る1 ● J ●

百

jE

I゛3

W

i

2 80

g

S 60

12 乱

召 40

11g

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g

J

● ＯｄＢｍｘｏ＋１３ｄＢｍｘミ争祠６ｄＢｍｘｘ＋１９ｄＢｍ･ＪＸ ● ＸＩＯｘｆ。 × ●○ ● × ＋○ ○ ＋● ＋● × ●○ り?・ j（＋嘉ｏ ×○ × ＋●○ 大: 十十●○ りｅｘ）“・ｏｘｘｘ＋８０りｘｘ．．お＋．０ ●○ＯＯＯ ●● ｜｜｜

百４

Ｌ

ｌ

ｏ

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jl]＼

6r ■

｜，T ］ :｡，レ｜

■

測定方法

平約言分散波長

(nm)

局所的零分散波長（nm）

分散スローブ

(ps/nm2/km)

｜

百゜

左loo

S

180

1 ･S60

1 ilg40

1

120

1 ①三

'≒

。．

グ

●o ●゛♀

'(;;;

?。

yy

‘::汐

１１１ 正常分散側

異常分散欄

提案法

1549.50 1570.87 (Okm-23km) 1528.43 (77km-100km) 0.067

パルス遅伝法によ

る破壊測定

1549.00 1574.70 (Okm-50km) 1527.60 (50km-100km) 0.068

ど

:::::ﾚ:T

も違いが得られなかった｡零分散波長が1545.5nmであったが､これは送信系

内の2kmSMFの分散の分だけ1549.5nmより短波長側に線形にシフトした結果である｡図3-4にお

いて×プロットは正常分散側から+19dBmで入射した時の群速度分散の波長依存性である｡最小

分散波長が非線形効果によってOdBm測定時よりもさらに短波長側に4nmほど変化している｡最小

分散波長近傍で、ﾘ定分激憤が20ps/nmほどで飽和しているが､これは(3一11)式において､第2

1 r剤-ャーむ-nのユバ;ホか太良干ろ川か紡墨であろ第2頂の非零の効果は非線形効果も含めて零

Ｕ月し沁ｵmj 1530 1540 1550 1560 1570 分散波長の近傍でのみ現れる強度変調成分である。重要なのはり4i度変調の最小値を与える波長 Wavelength（nm）を求める際には誤差とはならず､これは本論文が波長を掃引した理由である。一方､図3-5におい図3-5異常分散側から光入射した場合の実験結果て､異常分散側から+19dBmで入射した結果､最小分散波長のシフトは見られず､これは図3-2において､最小分散シフトが増加から減少に転じ､ちょうどOを横切ったケースである。異常分散側入に求めた。図3-4、3-5に測定で得られた測定群速度分数値の波長依存性を光パワーをパラメー射の場合の長波長領域で若干の分散スロープの変化が見られる以外は分散スロープはほぼ一定タとして示十。白丸ブロットはOdBm入射の場合の波長依存性である｡異常分散側、正常分散側の -4つ− ￣43‘

(27)

(28)

(29)

である八か)式でスロープ誤差＆と非線形係数誤差卵を定義する｡

xづo(トふ)

戸戸卜卵)

測定誤差￡を次の式で定義する。ど = ｊ一｢･(jλo(7)μJ-jλo(7)μo，如))2 ｊ J･zlλJ (73μo、匍 (3-38) (3-39) jlll｣定譲差どを＆及び∂y7)関数として等高線グラフとして示したのが図3-10である。ここで誤差が 0.1､0. :1､0.5､1の場合について示されている。また平均零分散波長と局所零分散波長の差を-20:lmとした｡図より＆よりも∂}4とくに正の値に対して厳しい制限が存在する｡ここでスロープトレランスzs･を卸=oのとき/11=0.1を崩たす2つの＆の差とし､非線形係数トレランス向を＆=0のときg=0.1 剣凶たす2つの∂}の差として定義する｡召=0.1は局所零分散波長測定の誤差2nm以下を保証する値である。図3-11はおと向の∠1λ､の依存性である｡測定精度のないjλ｡=0近傍では急激なトレランスの変化が見られる｡前にも迷べたように既知の分散補償によりぷ=0.7､j70.2まで許容できる。したがって分散スロープが0.0455から0.0941の範囲で､非線形係数が2.52から3.08の範囲であれば局所零分散波長測定は2nmの誤差範囲に抑えられる。３−６．最適自動分散等化方式本章で述べられた技術と第２章の自勅許速度分散等化方式とを組み合わせて､最適な自動分散等化方式に簡叫に拡張できる。単一波長のシステムとＷＤＭシステムの2つにわけて考える。単一一波長システムの場合、群速度分散(総分散値)による劣化とともに、非線形効果としては SPMの効果と､極端にパワーが高い場合はMIの効果によって信号波形が劣化する｡SPMのみの場合は､第２章の方法そのままで適用可能である｡ 2-6で述べたように､信号送信パワーで平均分散を測定すれば､マージンを得られる方向に零分散波長が測定されるからである(2-6参照)。MI の効果が顕著となる(高パワーの)場合は､以下に示すステップを踏襲すればよい｡MIは､主に局所分散が零分散波長近傍でしかも異常分散領域で信号劣化が顕著になる[48]｡よってファイバ入口を正常分散となるように波長を変化させ､また平均分散をＯにするように受信側の補償デバイスを制御すればよいのである。 48 」之 49 (シングルチャネルの最適アルゴリズム) ■stepl):光パワーを非線形効果の無視できるレベルにまで下げて、A=0及びφ=0というセッティングのもとに、強度変調成分が最小となる波長を特定する(平均分散の測定)。 step2):A)0として、各高バワーのもと、強度変調成分が最小となる波長を各々特定し、強度変調最小を与える迪長のパワー依存性を式〔3-37〕に対してフィッティングを行う(局所零分散波長の測定)。 step3〕:局所分散が、MIの抑えられる正常分散の高分散領域となるように、すなわち局所零分散波長より数nm短波價』に信号波長があたるように信号光を変化させる。 step4):平均零分散がほぽ０となるように補償デバイスを駆動させる。 step5):このセッティングで再度波長掃引を行い、平均零分散波長に合わせる。・ＷＤＭシステムの場合､最も顕著な非線形効果はＦＷＭである｡3-1でも述べたが､ＦＷＭは波長のひとつが局所零分散波長に合致しているときに劣化がピークとなる｡よって本章の技術を用いて局所零分散波長を測定し､その波長から遠い位置にＷＤＭの波長群を移動させ､さらに総分散がゼロになるように分散補償デバイスを制御すればよい｡アルゴリズムは以下のようになる。 (マルチチャネルの最適アルゴリス｡･ム) ･stepl):光パワーを非線形効果の無視できるレベルにまで下げて、A=0及びφ=0というセッティングのもとに、強度変調成分が最小となる波長を特定する(平均分散の浪￨)定)。 st8p2〕:A>0として、各高バワーのもと、強度変調成分が最小となる波長を各々特定し、強度変調最小を与える波長のパワー依存性を式(3-37)に対してフィッティングを行う(局所零分散波長の測定)。 step3):WDMのどの波長も局所零分散波長に合致しないように、波長群を移動する。 step4〕:平均零分散がほぽ０となるように補償デバイスを駆動させる。 step5):チャネルごとに精密な総分散補償を行う。・ step5で、10Gbit/sや40Gbit/sのチャネルの信号がWDMで送信される場合に、いかにして精密にチャネルごとの補償を行うのか、今後さらなる詳細な研究が必要である。 3-7.第3章のまとめ本論文では､群速度分散によるＰＭ-ＡＭ変換効果と非線形効果の重畳効果を利用し､光ファイバの非線形有効距離を単位とする群速度分散分布の測定を提案した｡本論文では光パワーと波長という2つのパラメータを変化させ､さらに局所的な分散と非線形の効果を顕著にするために測定ファイバに入力する前に既知の強度変調を重畳させる｡非線形効果の影響に着目して､これら相互作用の結果生じる強度変調最小値を与える波長の光パワー依存性の近似的な理論式が導

(30)

(31)

'￣￣'ミヽ･Ｗ〃一一 −

ゾリ白遣り戸谷……亀､云 (4-1) 阿呂cレ I伍P REP

REP REP REP

にx xc

PTL

づこれる寸に)に大成多頑丈｣と呼ばれる多項式で割り算を行うのである。生成多項式はFEc ぶなton KtF渚oll jFこtlon

符けそれぞれで異なる。得られる｢余り｣がテェックビッ￨ヽとなる。害I防算[回路はシフトレジスタと排他

一仁言二二二二_−

的論理和(EX-OR)の結線によって実現できる。図4-1

SDHの管理区間のレイヤ構造

交信側の復号器では、送られてくる通報に対して、送信側の符号器と同じ演算すなわち生成多

項式による割り算が行なわれる｡この演算により、余りが得られ､送信されてくるチェックビットとの比低速側○ﾓ､E/O 低速側Mｾｸｼｮﾝ処理ｺﾈｸｼｮﾝ処理高速側Mｾｸｼｮﾝ処理高速側oFJ,0

●-

■ ．一一 _一 HPC (HUG) ㎜

Ｉ

較が行なわれるにのときの余りをシンドロームと呼ぶ几復竹谷における、の比較によって浜りのじ

SPI ＲＳＴ _ＭＳＴ _ＭＳＰ _ＭＳＡ１ＭＳＡ

MSP

万万

ＲＳＴ _SP【

Ｉ

■ １／Ｉ、ｒｕｓ，、･ｊ八１１１ふｌ。−ﾀﾞｰ一,０１ＡＩ．ヽヽ１／心g･117-ふヽ，、一ア‘r7×7ﾊr･？＝1一￨ハ.･ff 、.ヽ゜.h、1』ら□．ｒ、ｓｎｓｊｌｉｓ．¶もjlfrロ．４？に１１日｜

-

ｯﾄｲ帽渥か俑国らｎに、ＦリじッＭ怯匪に恥い１しﾊｰＵＫによワアイｙﾌﾉﾚ･la7ﾃﾞﾘﾉﾘ、１ﾘﾉ17々/jふ

一 -‥ ‥

転されて､ビット誤りが訂正される。重要なことは誤り位置のみ検出できれば､EX-ORに制御パルス低連俳限ｾｸｼｮﾝ処理低速側ﾎﾟｲﾝﾀ処理高速側ﾎﾟｲﾝﾀ処理低速匹ｾｸｼｮﾝ処理

を送出することにより、″O″でも″1″でもビットが反転されることである。図4-2

SDH多重化端局装置(LT-MUX)の機能ブロック構成

｜

必要となるチェックビット数を以下に簡単に見積もる。号吾Nビット(=通報:kビット+チェックビッ

｜

ﾄ:N-kビット)のうちの1ビットを訂正したいとすると、チェックビットのバイナリパタンからＮビットの位表4-1

LT-MUX機能ブロック内部の処理内容

毀を特定するためには、以下の不等式を満たさなくてはならない。

ざ￣にJ〉7V (4-2)

−

(4一一2)において、等りの成り立つ場合を完全符号､成り立たない場合を短縮符号という。符号語の

選び方はFEC符号のみで選ばれるわけではなく、数々の要因で選択される。したがって一般的に

は短縮符号となる場合が多い。

IモＣ符号は符号語における誤り訂正可能ビット数で特徴付けられる。単一誤り訂正(SEC:Single

EITor Correcting)、2重誤り訂正(DEC:Double Error Correcting)、シンボル符号(Symb

･Error

Cビreding)､バースト誤り訂正符号(BurstError Correcting)等である。

4＿9 crllyみn11封心遡li豆ｉＵｍ俘K心心心

機能ブロック

処理内容

使用ＳＯＨバイト

SPi

光電気変換､電気光変換

クロック抽出

識別再生

等化増幅

なし

ＲＳＴフレーム同期スクランブル／デスクランブル誤り検出(BIP-8) セクショントレースデータチャネル(ＤＣＣ) AI,Λ2 なし Bl jo D1-D3 ＭＳＴ

_{誤り検出(BIP-24N)}

データチャネル(DCC)

クロック品質通知

B2 D4-D12 S1 ＭＳＰＭセクション切替 (ラインプロテクション) K1,K2 ＭＳＡボインタ目卜H3 ＨＰＣコネクション接続

なし

本章を進めるに当たり、SDHの処理方法やそれについての専門的な用語が多出するので､ここ

で簡県に整理しておくことにする[66]。第1章1−2に示されているように、SDHは主に3つの管理区は中継器が処理する領域､ＭＳＯＨは多重化端局装置が処理する領域､そしてｊバイト以下回列の

開から構成されている。中継器区間であるRセクション、多重化端局装置区間であるＭセクション、ＰＯＨはパス終端装置(フォーマット変換装置や交換機)が処理する領域である。以下､もう少し詳

S[)Hネットワークの入口出口区間であるパスである。図4-1に管理区間についての概念図を示す。紬に機能ブロックごとにSDH処理について見ることにする。図4-2に多重化端局装置のSDH処理機

ここでPTE(PathTerminating EquipmenOとはパス終端装置(第1章でいうフォーマット変換装置を含能ブロック図を示す。多重化端局装置は高速側のファイバとは別に､数本の低速側のファイバとも

む))、LT-MUX(Line

Terminating Multiplexer)はＭセクションを終端する多重化端局装置、接続されている。高速･低速ともに光ファイバと近い部位からそれぞれSPI: SDH Physicallnterice，

肝四面omr)に限セクションを終端する(再生)中継器である。また第1章の図1-7において､RSOH RST:

Regenerator Section Termination，MST: MultiplexSection Termination，MSP: Multiplex

Section

Protection,MSA: MultiplexSectionAdaptation,HPC: Higher-oFderPath

−52， '53−

(32)

-齢に2 SL剔における各信じ･レベルの定綬しじレペル一−一一一一 -メにいSvnchron削Js Transpod Nlodu回＿ ._ IA[.バAdIIlillis1ralive unio Ｖに(virLuaにontainer) 定義 SO}ドポインク+ＰＯＨ+ペイロードポインタ+ＰＯＨ+ペイロード (ビットレートはSTMと同じだが、 SO日が定義されない｡この余りバイト部分は未使用) ＰＯＨ+ペイロード (上と同じく余りバイトは未使用) ビットレート STM-64: 9.95328Gbit/s STM-16: 2.4S832Gbit/s STM-4: 622.28Mhit/s STM-1: 155.52Mhit/s AU-4-16c: 2.48832Gbit/s AU-4-4c: 622.28Mbit/s AU-4: 155.52Mbit/s AU-3: 51.84Mhit/s vC-4-16c: 2.48832Gbit/s vC-4-4c: 622.28Mbit/s vC-4: 155.52Mbit/s vC-3: 51.S4Mbit/s Cormedionという機能ブロックから構成されている。次のような処理がなされる。各機能ブロック内部の処理について､表4-1に示す。S円は最も物理媒体よりの処理であり、O/EとE/○変換のほかに、クロッ舛[h出(Re-timing)､識別再生(Re-generation)、等化増幅(Re-shaping)のいわゆる3R機能を実現する機能ブロックである。 HTは中継器あるいは多重化端局装置が処理する部位である。フレーム同期機能とは､STMフレームの先頭位置を見つけ出す機能のことであり､AIバイト(H110110)3N連続とA2バイト(00101000) の3N連続のパタン照合によって実現される｡スクランブル／デスクランブル機能は､低速側からなんら信号が入力されなくても(すべてのディジタル信号が″O″)、あるいはＭセクションやパスレイヤーで信呼断となっている場合でも(ずべて″1″が規定されている)、SP1部でクロックが抽出できるようにするための処理である｡スクランブルは生成多項式(g(x)=x7+x+1)の乗算演算である。 RSTにおける誤り検出にはBIP-8の方式が採用されている。この方式は1バイトのそれぞれ8ビットを､STM-NフレームのすべてのバイトにわたってEXORを行う方式である。したがってSTM一Nフレームのたとえば MSB: Most SignificantBitに偶数回″1″が含まれているとBIP-8のMSBは″O″であり､奇数回″L″が含まれているとBIP一8のMSBは″1″となる。セクショントレースはセクションの接続の確認を行うためのものであり、セクションIDを登録しておいてこのバイトに埋め込んで送信する。ファイバの誤接続などの防止に使用される。データチャネルはオペレーションシステムから遠隔でログインするときに用いられる。 MSTは多重化端局装置が処理する部位である。誤り検出はRSTの方式とは異なりBIP-24Nの方式が採用されている。STM-NフレームをN枚に分割して擬似的にSTM-1フレームを作り、この擬似的 STM-1をさらに24ビットごとに区切ってBIP-8と同様の処理を行う。RSTにおいてBIP-8を収容する B1バイトが1バイトだったのに対し､B2バイトは3Nバイト必要である。その分､BIP一24Nは誤りの検出特産がよく、以下のMSPのプロテクションを動作させるトリガになっている。クロック品質通知も 54 ￣￣゜’ヽW〃−一一 55 ＭＳＯ田こ定義されている。 MSPは多重化端局装置の処理する部位であり、故障時の自動復￨目(七ルフヒ‥リング)を往う。Ｍ七クション切替はラインスイッチングとも呼ばれ､ファイバに収容されているすべての口才を切替叉る方式である。K1､K2バイトに切替メッセージがビットアサインで定義されており、50ms以内で切り特わることが要求されている[34]。自動復旧の詳細については第4章を参照されたい。 MSAは多重化端局装置の処理する部位であり、ポインタ機能のことである。ポインタ機能には2つの機能かおり、1:ペイロード内のパスの先頭位置巾バイトの位置)を指し示す、2:低速より多少周波数の異なる信号を､TDMできるように周波数調整を行う。 HPCは通常クロスコネクトの処理する部位であるが、ADMなどの装置には実装されている。コネクションを実現するスイッチである。たとえばLT-MUXにおいて､156Mbit/sのSTM-Iを64本多重して10Gbit/sのSTM-64にするときは、以下のような信号の流れになる。STMベー〉STM-1のＳＯＨを終端うAU-4-〉ポインタ処理-〉VC-4-〉ポインク処理-〉新AU-4-〉バイト多重一〉STM-64のSO日処理-〉STM一64という順序で処理される。各信号レペルの定義とビットレートを表4-2に示す。以上述べてきたようなSDHの処理は全世界に導入されている光伝送装置に実装されているものである｡以下､超高速の光伝送(SDH)装置におけるFEC符号について議論を進めることとする。４−４．光アンプ雑音による誤りの統計的特性 FEC符号自体は､従来より無線通信やコンパクトデイスクにも応用されており、それ自身新しい技術ではない｡ただしFECの性能は誤りビットの統計的な性質に強く依存する。したがって超高速の光伝送システムに適用するとき、光アンプ雑音の誤りビットの統計的な特性を明確にして最適な符号を設計する必要かおる。一般的にFEC符号は､符号語内の訂正ビット数が少ないほど回路構成が単純であ肌またランダム符号であるほど回路構成が単純である｡FEC回路は複雑な符号になるほど動作速度が遅くなる傾向ある。したがって超高速伝送に適用するFEC符号は回路構成として単純なものが要求される｡本サブセクションでは光アンプ雑音の累積によるﾋﾞｯﾄ誤りの統計的性質を実験的に明らかにし､超高速光伝送に最適な符号を設計する指針を得る。４−４−１．ランダムエラーとバーストエラーの定義ランダムエラーとは､エラー発生間隔に対する確率分布がポアッソン分布に従うエラーと定義する。定常的なフローにおいて､時間間隔tにおいてランダムな事象がk回起きる確率はポアッソン分布に従うとされる。

(33)

(34)

/,゛-6･,.Vμ･,:･だ･どハ･,･1んぶ,4W瓦･1/jCQ (4-5) こニで誤りが完全にランダムな場合､ポアッソン分布の平･均と分散が等しいので刄･=Iとなる。実SI』値では￨り】｡0014となり､線形中継伝送路では、ほぽ完全にランダムエラーが支配的であることが立証ぷれた。以ﾄの結果より、光通信システムにおおけるFEC符号には､簡単なランダム誤り訂正符号(ハミング符S3･やBCH符号など)で＋分であることが確認された｡残る課題は､SDHといかに整合させるか､人力誤り率としてどの程度を想定するかである｡以下､次のサブセクションで示す。 4-5.陸上SDHシステムにおけるFEC符号デザイン河底の伝送システムは特注設計によってごく少数生産されるが、陸上のシステムは標準仕様によヅご大量生産されることが特徴である｡そこでは他のベンダ製品との接続や､キャリア間接続などにおける整合性(Transverse Compatibility)が重要となる。光伝送システムの国際標準はＳＤＨであり、次のような性質を特っている。･SOIIを用いたネットワーク管理･運用。･伝送路速度がー様でなく、ハイアラーキが規定されている。･多種多様なパスをサポーﾄする。・叫生中継器が既に導入されている場合かおる。･殷的にFEC符号は、チェックビットを付加して信号を送信するので､伝送ビットレートはその分上昇する。しかしながら陸上システムでは符号化によるビットレート上昇は許容できない｡例えば､線形･叫生の両中継器が混在したシステム[13]では､符号化のために高速処理系の電気回路が全て特注となってしまう。符号化によるビットレート上昇は、チェックビットをオーバーヘッドの未定義領域(空いている部分)に埋め込めば回避でき、本稿でもその方法を採用する。これに関しては GroverとMooreによるSONETのSTS-1(52Mbit/s)のパスレイヤーにおける符号化[68]、あるいは PaxalらのSTM-1単位の中継セクションレイヤーにおけるリードソロモン符号の提案[69]かおる。これに対して本論文の提案する符号は次の条件を考慮して発案されたものである。 ↓.SD目準拠の全ての伝送路速度(ビットレート)、パスサイズを処理できること。 2.ビットレートを上昇させず､現存のＳＤＨに完全準拠すること。 3.阿生中継器などSDH装置への変更が最小なこと。 4.復桂処理遅延の累積を梢]えること。 5.誤り訂正後の信号品質によって伝送踏切替を動作させること。符号のデザインで最も重要な項目の一つはどのレイヤーで処理するかということである。ﾆこで図4-1に示されている装置の内、その装置でFEC回路を組み込むこと最適かを考える。前 58 J −Ｗ〃一一 Paths → → → → →

表4-3

FECを処理するSDH値段の利害則夫

Pro(2ssin9ofmu晦)lex-sedk)nlayer 御 ●

-要求条件／処理装置

(再生)中継器REP

多重化端局装置

LT-MじX

ペス終端装置

円判

ビットレート､パスサイズ汎丹吐

○

× ビッIヽレートヒ昇

なし

既存SDH装置の変更

大

中

小

復号遅延の累積

大

中

小

伝送路切替との整合

×

_○

VC-4-XC X=1,4,16 ×-pa ｢lel AU-4 NI)arallel STM-N STM-N_N=1,4,16,64 図4-5 FEC回路のLT-MUX内の配置の５つ要求条件を､各レイヤーについて利害得失を表したものを表4-3に示す｡パスレイヤーにおける符号化ではパスの速度ごとに別々の符号化回路が必要となる。これはパス速度のアップグレードを容易にしないことを意味する｡またこの符号化は､ＳＤＨにおけるＭセクション切替と整合しない｡仏道路切替は多重セクションレイヤーにおいて伝送端局間でAutomatic Protection Switch (APS)プロトコルを用いて行われる場合かおる[34]。したがって､誤り訂正機能かおるにもかかわらず、

訂正前の信号品質によって伝送路切替が動作してしまうことになる｡Ｒセクションレイヤーで処理される符号化けビットレートをアップグレードさせるごとに別の符号化回路が必要となり、さらに再生中継器の数だけ復号処理遅延が累積させる。したがって､本論文ではFEC符号の処理レイヤーと

してＭセクションレイヤーを採用する｡LT-MUXはSTM(Synchronous Transport Module)-1フレームをバイト多重して任意のSTM一一Nフレームを構成している。また、任意のAU(Administrative unitトﾄﾞxcパスはLT-MUXにおいて156Mbit/sのAU-4のＸ並列に処理されている。したがってLT-MUXにおいて156Mbit/s段で処理すれば､任意の伝送路速度とパスサイズにかかわらず汎用回路が構成可能である｡符号化対象単位(通報)はAU-4であり､VC(virtua1 Container)-4ペイロードとポインター(H1､H2､H3)バイトを含んでいる。チェックビットは多重セクションオーバーヘッド㈲ＳＯＨ)の末定義領域に格納される。よってSDHフォーマット自体には変更は加えられない｡またネットワーク内の装置の数はREPが最も多く、次にLT-MUX､少ないのがPTEであるので､装置への変更と処理遅延はREPが大、LT-MUXが中、PTEが小となる｡伝送路切替はＭセクションレ 59