Desain Dan Implementasi Konverter DCDC Rasio Tinggi Berbasis Integrated Quadratic Boost Zeta Untuk Aplikasi Photovoltaic

v

TUGAS AKHIR – TE 141599

DESAIN DAN IMPLEMENTASI KONVERTER DC-DC RASIO

TINGGI BERBASIS INTEGRATED QUADRATIC BOOST ZETA

UNTUK APLIKASI PHOTOVOLTAIC

A.Hafizh Rifa’i NRP 2212 100 131 Dosen Pembimbing :

Dedet Candra Riawan, ST., M.Eng., Ph.D.

Heri Suryoatmojo,S.T., M.T.,Ph.D. JURUSAN TEKNIK ELEKTRO Fakultas Teknologi Industri

Institut Teknologi Sepuluh Nopember Surabaya 2016

FINAL PROJECT – TE 141599

DESIGN AND IMPLEMENTATION OF HIGH RATIO DC-DC

CONVERTER WITH INTEGRATED QUADRATIC BOOST ZETA

FOR PHOTOVOLTAIC APPLICATION

A.Hafizh Rifa’i NRP 2212 100 131 Advisor

Dedet Candra Riawan, ST., M.Eng., Ph.D.

Heri Suryoatmojo,S.T., M.T.,Ph.D.

DEPARTMENT OF ELECTRICAL ENGINEERING Faculty of Industrial Technology

Sepuluh Nopember Institute of Technology Surabaya 2016

i

DESAIN DAN IMPLEMENTASI KONVERTER

DC-DC RASIO TINGGI BERBASIS

INTEGRATED

QUADRATIC BOOST ZETA

UNTUK APLIKASI

PHOTOVOLTAIC

ABSTRAKSI

Photovoltaic pada umumnya digunakan untuk mengubah energi matahari menjadi energy listrik. Jika jumlah modul photovoltaic terbatas maka tegangan keluaran yang dihasilkan akan kecil. Untuk menghubungkan ke inverter pada sistem terhubung ke jala-jala, membutuhkan tegangan yang lebih tinggi dari pada keluaran photovoltaic. Untuk mengatasi hal ini, topologi konverter boost banyak dikembangkan untuk memperoleh untuk mencapai rasio pengubahan tegangan yang tinggi.

Pada tugas akhir ini dibahas mengenai desain dan implementasi konverter DC-DC rasio tinggi berbasis Integrated Quadratic-Boost-Zeta untuk aplikasi photovoltaic. Kelebihan dari konverter DC-DC Integrated Quadratic-Boost-Zeta ini adalah memiliki rasio konversi yang tinggi dengan duty cycle kecil dan membutuhkan sedikit komponen. Pada pengujian, konverter ini mampu mengkonversi tegangan masukan 18 VDC menjadi 330 VDC pada duty cycle 65,92%.

Kata kunci : Konverter, QuadraticBoostZeta, induktor kopel, duty cycle, jala-jala

iii

DESIGN AND IMPLEMENTAIN OF HIGH RATIO

DC-DC KONVERTER WITH INTEGRATED QUADRATIC

BOOST ZETA FOR PHOTOVOLTAIC APPLICATION

ABSTRACT

Photovoltaic technology is commonly used to convert solar energy into electrical energy. If the number of module in photovoltaic application is limited, the output voltage that can be generated is low. As for connect to the inverter of grid connected applications, require a higher voltage than the output of photovoltaic. To deal with this problem the boost converter topology has been developed to obtain the high cobversion ratio.

In this final project discussed the design and implementation of DC-DC converter with integrated quadratic boost zeta for photovoltaic application. This converter are the integration of a quadratic boost converter, zeta converter and a couple inductor using a single switch. The advantages of using DC-DC converter with integrated quadratic boost zeta are a high conversion ratio with low duty cycle level and little component need. In Experiment, this converter is able to convert 18 V DC to 330 VDC at 65,92 % of duty cycle.

Keywords : DC-DC converter, Quadratic Boost Zeta, couple inductor, duty cycle, grid

vii

DAFTAR ISI

HALAMAN JUDUL LEMBAR PERNYATAAN LEMBAR PENGESAHAN ABSTRAK ... i ABSTRACT ... iii KATA PENGANTAR ... v

DAFTAR ISI ... vii

DAFTAR GAMBAR ... ix DAFTAR TABEL ... xi BAB I PENDAHULUAN 1.1 Latar Belakang ... 1 1.2 Permasalahan ... 2 1.3 Tujuan ... 2 1.4 Batasan Masalah ... 2 1.5 Metodologi ... 2 1.6 Relevansi ... 3 1.7 Sistematika ... 4

BAB II KONVERTER DC-DC RASIO TINGGI UNTUK APLIKASI PHOTOVOLTAIC 2.1 Photovoltaic sebagai input konverter ... 5

2.2 Konverter Quadratic Boost ... 7

2.2.1 Analisis Saklar Tertutup ... 7

2.2.2 Analisis Saklar terbuka ... 8

2.3 Konverter Zeta ... 10

2.3.1 Analisa Saklar Tertutup ... 10

2.3.2 Analisa Saklar Terbuka ... 11

2.4 Induktor Kopel ... 13

2.5 Konverter DC-DC Rasio Tinggi Berbasis Integrated Quadratic Boost Zeta ... 15

2.5.1 Analisis Kondisi Tunak ... 16

2.5.2 Penurunan Rasio Konversi ... 19

viii BAB III DESAIN DAN IMPLEMENTASI

3.1 Desain Konverter ... 29

3.1.1 Penentuan Rasio Konverter ... 30

3.1.2 Penentuan Besar Beban ... 30

3.1.3 Penentuan Nilai Induktor ... 31

3.1.4 Penentuan Nilai Kapasitor ... 32

3.2 Simulasi ... 32

3.3 Implementasi ... 37

BAB IV PENGUJIAN DAN ANALISIS DATA 4.1 Pengujian Sinyal PWM dan Pensaklaran ... 42

4.2 Pengujian Bentuk Gelombang Konverter ... 44

4.2.1 Pengujian Arus Induktor ... 45

4.2.2 Pengujian Tegangan Kapasitor ... 46

4.3 Pengujian Rasio Konversi ... 48

4.4 Pengujian Efisiensi... 49

4.5 Pengujian Menggunakan Photovoltaic ... 50

BAB V PENUTUP 5.1 Kesimpulan ... 53

5.2 Saran ... 53

DAFTAR PUSTAKA ... 55

RIWAYAT HIDUPPENULIS ... 57

xi

DAFTAR TABEL

Daftar Tabel Halaman

Tabel 2.1 Spesifikasi Photovoltaic eLSOL ... 6

Tabel 3.1 Spesifikasi Awal Desain Konverter ... 29

Tabel 3.2 Perbandingan nilai parameter perhitungan dan simulasi ... 37

Tabel 3.3 Spesifikasi Komponen Rangkaian Konverter ... 38

Tabel 3.5 Hasil pengukuran parameter transformator ... 33

ix

DAFTAR GAMBAR

Daftar Gambar Halaman

Gambar 2.1 Bagan Pembangkit Listrik Tenaga Surya ... 5

Gambar 2.2 Kurva Tegangan Vs Daya pada dengan perubahan Iradian Rangkaian ... 6

Gambar 2.3 Topologi Konverter Quadratic Boost ... 7

Gambar 2.4 Konverter Quadratic Boost saat saklar tertutup... 7

Gambar 2.5 Konverter Quadratic Boost saat saklar terbuka ... 8

Gambar 2.5 Topologi SIB converter ... 9

Gambar 2.6 Konverter Zeta ... 10

Gambar 2.7 Konverter Zeta ketika saklar Tertutup ... 10

Gambar 2.8 Konverter Zeta ketika saklar Terbuka ... 12

Gambar 2.9 Arah Fluks Induktor Kopel ... 13

Gambar 2.10 Rangkaian Ekuivalen Indukor Kopel (Cantilever Model) ... 14

Gambar 2.11 Rangkaian Konverter Integrated Quadratic Boost Zeta ... 16

Gambar 2.12 Konverter Integrated Quadratic Boost pada mode t1 17 Gambar 2.13 Konverter Integrated Quadratic Boost pada mode t2 17 Gambar 2.14 Konverter Integrated Quadratic Boost pada mode t3 18 Gambar 2.15 Bentuk Gelombang Arus Utamaa menurut Teori ... 19

Gambar 3.1 Rangkaian Simulasi Konverter ... 32

Gambar 3.2 Bentuk gelombang VDS, VGS,VD1, VD2, VDb dan VDz . 33

Gambar 3.3 Bentuk gelombang VGS, IL1, ILm, ILo, dan ID1……… 34

Gambar 3.4 Bentuk gelombang VGS , VC1 , VCz , Voz , Vob dan Vo .. 35

Gambar 3.5 Implementasi Konverter ... 39

Gambar 4.1 Blok Diagram Pengujian Konverter ... 40

Gambar 4.2 Bentuk Gelombang VGS, VDS, dan Vo... 41

Gambar 4.3 Bentuk gelombang VGS, VD1, dan VDz ... 42

Gambar 4.4 Bentuk gelombang VGS, VD2, dan VDb ... 43

Gambar 4.5 Bentuk gelombang VGS, Vo, dan IL1 ... 44

Gambar 4.6 Bentuk gelombang VGS, Vo, dan ILk ... 45

Gambar 4.7 Tegangan kapasitor ... 46

Gambar 4.8 Ripple Tegangan Output ... 47

Gambar 4.9 Grafik Rasio Konversi DC(0%-65%) ... 47

Gambar 4.10 Ripple Tegangan Output ... 48

Gambar 4.11 Pengujian dengan Photovoltaic ... 49

1

BAB 1

PENDAHULUAN

1.1 Latar Belakang

Dalam membuat sebuah sistem pembangkit listrik tenaga surya banyak sekali komponen yang dibutuhkan terutama ketika ingin dihubungkan dengan jala-jala (grid connected)[1] . Tegangan DC keluaran dari konverter harus dinaikkan terlebih dahulu untuk meningkatkan efisiensi dan meningkatkan rasio konversi. Cara meningkatkan tegangan DC yang paling umum adalah dengan menggunakan konverter Boost . Konverter Boost adalah alat yang digunakan untuk meningkatkan tegangan DC keluaran dari photovoltaic dengan cara mengatur duty cycle. Semakin tinggi tegangan yang dinaikkan maka semakin besar nilai duty cycle. Namun dalam prakteknya peningkatan duty cycle tidak sesuai dengan kondisi dari peralatan yang ada seperti sistem pensaklaran, penyearah dioda, resistor, induktor dan kapasitor, serta semakin besar nilai duty cycle maka mengakibatkan adanya pengaruh elektromagnet.

Berbagai konverter telah diusulkan untuk mendapatkan efisiensi konversi dan rasio penguatan tegangan yang tinggi serta memperkeceil jumlah komponen. Salah satunya yaitu penguatan tegangan menggunakan topologi quadratic boost dan topologi SEPIC [2]. Namun kelemahan dari teknik tersebut adalah arus yang mengalir pada saklar sangat tinggi sehingga mengakibatkan rugi-rugi konduksi serta masih banyaknya jumlah komponen yang memperberat rangkaian alat.

Di sisi DC/DC, peningkatan tegangan rasio tinggi bisa dicapai dengan menggunakan konverter topologi boost atau buck boost DC/DC. Bagaimanapun, telah terbukti bahwa konverter tersebut tidak begitu cocok karena tingginya resistansi seri ekuivalennya (ESR), yang mempengaruhi duty cycle dan menurunkan efisiensi konverter dan rasio penaikan tegangan[3Selain itu selain efisiensi pada hasil jumlah komponen dan berat alat juga turut menjadi perhatian dimana topologi tersebut membutuhkan banyak lebih banyak komponen jika ingin menaikkan atau menurunkan tegangan dengan rasio yang tinggi.

Untuk menjawab tantangan tersebut dalam tugas akhir ini mengajukan sebuah topologi baru DC/DC konverter untuk sistem photovoltaic dengan beberapa keuntungan berikut yaitu : Integrasi konverter yang mudah dimana dapat megurangi jumlah saklar dan kompenen yang tidak terlalu diperlukan, rasio peningkatan tegangan

2

tinggi yang bisa dicapai oleh konverter, ripel arus keluaran yang rendah , dan terjaganya karakteristik konverter DC/DC.

1.2 Perumusan Masalah

Permasalahan yang akan dibahas dalam Tugas Akhir ini adalah mendesain dan mengimplementasikan suatu konverter DC-DC dengan metode integrated quadratic boost-zeta yang memilii rasio konversi yang tinggi dan memiliki efisiensi daya yang baik pada semua tingkat pembebanan terutama ketika diaplikasikan pada sistem Photovoltaic. 1.3 Tujuan dan Manfaat

Tujuan penulisan tugas akhir ini adalah:

1. Mengetahui hal-hal yang berkaitan dengan konverter DC-DC Integrated Quadratic-Boost-Zeta.

2. Mendesain dan mengimplementasikan konverter DC-DC Integrated Quadratic-Boost-Zeta sehingga mendapatkan tegangan keluaran yang diinginkan.

3. Membandingkan dan menganalisa hasil implementasi konverter DC-DC Integrated Quadratic-Boost-Zeta dengan hasil dari desain dan simulasi pada perangkat lunak.

1.4 Batasan Masalah

a. Implementasi menyesuaikan dengan komponen-komponen yang dijual di pasaran

b. Pengujian menggunakan sumber tegangan DC di laboratorium dan beban resistif

c. Analisis perhitungan dilakukan pada kondisi ideal d. Perancangan tidak menggunakan kontrol MPPT 1.5 Metodologi

Metode penelitian yang digunakan pada tugas akhir ini sebagai berikut :

1. Mempelajari prinsip kerja dari topologi konverter DC-DC penguat tegangan tinggi berbasis integrated quadratic boost zeta.

2. Simulasi

Dalam tahap ini dilakukan serangkaian simulasi berdasarkan pada teori yang telah dibaca oleh penulis. Banyak pertimbangan dan perubahan dari nilai-nilai komponen serta duty cycle

3

sehingga sesuai keluaran konverter sesuai dengan apa yang diinginkan penulis. Dalam tahap ini komponen yang digunakan merupakan komponen ideal tanpa memperhitungkan rugi-rugi lain.

3. Pengimplementasian Alat

Dalam tahap ini dilakukan pembuatan konverter berdasarkan pada simulasi yang telah dibuat. Pemilihan dan pembelian komponen juga dilakukan pada tahap ini. Setelah itu dilakukan perangkaian komponen-komponen tersebut. Komponen yang diunakan yaitu Sumber DC, Saklar MOSFET, Induktor, Kapasitor, Dioda dan Induktor-Kopel.

4. Pengujian Alat

Dalam tahap ini dilakukan pengujian dan pengukuran seperti tegangan dan arus pada alat yang telah dirangkai yaitu konverter DC-DC penguat tegangan tinggi berbasis Integrated Quadratic Boost Zeta. Konverter akan diuji langsung dengan terhubung pada fotovoltaik dan dihubungkan pada beban resistif. Pengaruh pembebanan dan arus bocor dari kopel induktor juga diuji dalam tahap ini.

5. Analisis Data

Setelah alat selesai dibuat dan telah mendapatkan data-data yang dibutuhkan maka data-data tersebut akan dibandingkan dengan simulasi yang telah dibuat. Setelah itu, data-data tersebut dianalisa.

Berikut adalah beberapa parameter yang dianalisa a. Duty Cycle

b. Analisis tegangan disetiap Induktor c. Analisis tegangan pada kapasitor d. Penguatan Tegangan

e. Arus output 6. Kesimpulan

Memberikan kesimpulan yang dapat diambil berdasarkan dari hasil analisa dari data yang telah didapatkan. Semua hasil yang telah dikerjakan diatas ditulis menjadi sebuah buku Tugas Akhir 1.6 Relevansi

Hasil yang diperoleh dari Tugas Akhir ini diharapkan dapat memberikan manfaat sebagai berikut:

4

1. Menjadi referensi untuk penelitian selanjutnya mengenai konverter DC-DC rasio tinggi berbasis integrated quadratic boost zeta

2. Menjadi referensi untuk pengembangan pembangkit listik yang memanfaatkan energi terbarukan seperti Photovoltaic. 3. Menjadi referensi bagi mahasiwa lain yang hendak

mengambil masalah yang serupa untuk dikembangkan sebagai Tugas Akhir.

1.7 Sistematika Penulisan

Sistematika penulisan yang digunakan pada Tugas Akhir ini adalah sebagai berikut:

1. Bab 1 adalah pendahuluan yang berisi tentang latar belakang, rumusan masalah, tujuan penelitian, metodologi, sistematika penulisan, dan relevansi Tugas Akhir.

2. Bab 2 berisi tentang teori dasar yang mendukungpenelitian. Pada bab ini akan dibahas mengenai photovoltaic, konverter quadratic boost, konverter zeta, induktor kopel, konverter DC-DC rasio tinggi berbasis integrated quadratic boost zeta dan penurunan parameter dari rangkaian.

3. Bab 3 berisi mengenai uraian perancangan secara matematis, simulasi menggunakan software PSIM dan implementasikonverter untuk daya 50 Watt yang akan diuji di laboratorium.

4. Bab 4 berisi tentang pengujian dan analisis data hasil pengujian implementasi konverter DC-DC rasio tinggi berbasis integrated quadratic boost zeta untuk aplikasi photovoltaic. 5. Bab 5 memuat kesimpulan dari penelitian yang telah

5

BAB 2

KONVERTER DC-DC RASIO TINGGI UNTUK

APLIKASI

PHOTOVOLTAIC

2.1 Photovoltaic sebagai input konverter

Dalam membangun sistem pembangkit tenaga surya yang sudah tersambung dengan jala-jala dibutuhkan tiga komponen utama yaitu Photovoltaic sendiri sebagai sumber, Konverter DC-DC untuk mengkonversi tergangan DC dan inverter untuk merubah tegang DC menjadi AC sehingga bisa tersambung menuju jala-jala sesuai dengan gambar 2.1.

PV

Konverter

DC-DC Inverter Jala-Jala

Gambar 2.1 Bagan Pembangkit listrik tenaga Surya

Photovoltaic yang ada di pasaran rata-rata memiliki tegangan yang rendah padahal pada output inverter yaitu tegangan jala-jala menggunakan tegangan yang cukup tinggi yaitu 220 V AC. Untuk menghasilkan tegangan AC sebesar itu maka tegangan DC disisi input inverter minimal harus bernilai 311 volt. Nilai tegangan tersebut didapatkan dari tegangan rms pada jala-jala dikalikan dengan akar 2 sesuai dengan persamaan (2.1).

𝑉𝑚𝑎𝑥= 𝑉√2 (2.1)

Untuk menghasilkan tegangan output bernilai tersebut maka dibutuhkanlah sebuah konverter DC-DC yang mampu menkonversi tegangan dari output Photovoltaic menjadi berkali lipat.

Dalam praktiknya Photovoltaic merupakan suatu modul yang terdiri atas susunan seri dan paralel dari beberapa sel surya. Hal ini dikarenakan satu sel surya hanya mampu menghasilkan tegangan ±0.6 V.

6

Terdapat dua faktor penting yang mempengaruhi arus, tegangan and daya output sebuah Photovoltaic yaitu temperature sel dan besar iradiasi yang diserap [4].Photovoltaic yang ditinjau dan dijadikan sumber pada tugas akhir ini yaitu photovoltaic dengan merek eLSOL dengan spesifikasi PV sesuai tabel 2.1 berikut :

Tabel 2.1 Spesifikasi Photovoltaic elSOL

No Spesifikasi Nilai

1 Model eS50236-PCM

2 Maximum power 20 Wp

3 Short Circuit Current 3.25 A

4 Maximum Power Current 2.91 A

5 Open Circuit Voltage 21.75 V

7 Nominal Voltage 17.24 V

9 Length 690 mm

10 Width 660 mm

11 Temperature -40 ºC - 50 ºC

Gambar 2.13 menunjukkan kurva karakteristik P-V Photovoltaic eLSOL 50 Watt pada suhu konstan 25ºC dengan perubahan iradiasi.Dari gambar tersebut diketahui bahwa semakin besar intensitas cahaya yang diserap oleh Photovoltaic, semakin besar pula daya output Photovoltaic.

1000 W/m2

800 W/m2

600 W/m2

400 W/m2

200 W/m2

7

2.2 Konverter quadratic boost

Topologi konverter Quadratic Boost merupakan penggabungan dari dua konverter boost seperti ditunjukkan pada gambar 2.3. Telah kita ketahui bahwa konverter boost merupakan topologi konverter yang dapat menaikkan tegangan keluaran. Untuk mendapatkan tegangan keluaran dengan rasio yang lebih besar mka dirancanglah topologi konverter quadratic boost. Konverter quadratic boost memiliki prinsip kerja yang hampir sama dengan konverter boost. Konverter quadratic boost memiliki 2 mode pensaklaran yaitu t1 atau ketika saklar S konduksi dan t2

atau ketika saklar S terbuka [5].

L1 L2 C1 CO D1 D2 DO R VO Vin + S + +

-Gambar 2.3 Topologi Konverter Quadratic Boost 2.2.1 Analisis Saklar Tertutup

Pada saat t1 atau ketika saklar S konduksi maka rangkaian dari konverter topologi quadratic boost akan menjadi seperti berikut :

L1 L2 C1 CO D1 D2 DO R VO Vin + S + +

-Gambar 2.4 Konverter Quadratic Boost saat saklar S tertutup

. Dari analisa arus yang lewat seperti pada gambar 2.4 didapat

persamaan sebagai berikut :

8

𝑉𝐿2(𝑜𝑛) = 𝑉𝐶1 (2.3)

Pada saat saklar tertutup maka Arus dari sumber akan membuat diode D2 konduksi sehingga membuat tegangan sumber mengalirkan

energinya menuju induktor L1 dan membuat tegangan pada induktor L1

sama dengan tegangan sumber sesuai persamaan 2.2. Pada persamaan 2.3 menunjukkan bahwa Dioda D1 dan DO reverse bias karena tegangan VC1

dan VCo. Sementara itu kapasitor C1 melepas energinya menuju induktor

L2 sehingga membuat tegangan kapasitor C1 sama dengan tegangan

induktor L2

2.2.2 Analisis Saklar Terbuka

Pada saat mode t2 atau ketika saklar S terbuka maka rangkaian dari

konverter akan menjadi seperti berikut :

Gambar 2.5 Konverter Quadratic boost ketika saklar S terbuka

Dari gambar 2.5 diatas dapat diketahui bahwa ketika saklar terbuka dioda D1 dan Do konduksi. Dioda D2 menjadi reverse bias karena

Vo. kapasitor C1 diisi energi oleh Vin dan L1 sementara kapasitor Co diisi

oleh L1 dan L2 yang dirangkai seri. Ketika sumber energy pada induktor

dilepaskan maka arus pada induktor akan bergerak turun. Dengan menganalisa arah aliran arus pada saat saklar tertutup kita bisa mendapatkan persamaan berikut:

𝑉𝐿1(𝑜𝑓𝑓) = 𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝐶1 (2.4)

𝑉𝐿2 (𝑜𝑓𝑓) = 𝑉𝐶1− 𝑉𝑜 (2.5)

Dari persamaan 2.4 diketahui bahwa besarnya tegangan yang ada pada induktor L1 sama dengan besarnya tegangan input dikurangi

tegangan pada kapasitor C1. Pada persamaan (2.5) menunjukkan bahwa

L1 L2 C1 CO D1 D2 DO R VO Vin + S + +

-9

tegangan yang ada pada induktor L2 sama dengan besarnya tegangan pada

kapasitor C1 dikurangi tegangan output.

Dengan mengaplikasikan prinsip inductor volt second balanced [6] pada induktor L1 saat saklar on dan off didapatkan persamaan sebagai

berikut :

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐿1 (𝑜𝑛)𝑑𝑡+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐿1 (𝑜𝑓𝑓)𝑑𝑡= 0 (2.6)

Subtitusi persamaan (2.2) dan (2.4) ke persamaan (2.6) maka diperoleh : ∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝑖𝑛 𝑑𝑡+ ∫ (𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝑖𝑛− 𝑉𝐶1)𝑑𝑡= 0 (2.7) 𝐷𝑇 𝑉𝑖𝑛+ (1 − 𝐷) 𝑇 (𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝐶1) = 0 𝐷𝑉𝑖𝑛+ 𝑉𝑖𝑛− 𝐷𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝐶1+ 𝐷𝑉𝐶1= 0 𝑉𝑖𝑛= 𝑉𝐶1− 𝐷𝑉𝐶1 𝑉𝐶1= _1−𝐷1 𝑉𝑖𝑛 (2.8)

Persamaan 2.8 adalah persamaan penguatan dari satu konverter boost, semakin tinggi duty cycle maka akan semakin tinggi juga nilai tegangan output. Dengan cara yang sama kita dapat menurunkan persamaan pada induktor L2 sehingga didapatkan persamaan sebagai

berikut :

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐿2 (𝑜𝑛)𝑑𝑡+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐿2 (𝑜𝑓𝑓)𝑑𝑡= 0 (2.9)

Subtitusi persamaan (2.3) dan (2.5) ke persamaan (2.9) maka diperoleh : ∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐶1 𝑑𝑡+ ∫ (𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐶1− 𝑉𝑜)𝑑𝑡= 0 (2.10) 𝐷𝑇 𝑉𝐶1+ (1 − 𝐷) 𝑇 (𝑉𝐶1− 𝑉𝑜) = 0 𝐷𝑉𝐶1+ 𝑉𝐶1− 𝐷𝑉𝐶1− 𝑉𝑜+ 𝐷𝑉𝑜= 0 𝑉𝐶1= 𝑉𝑜− 𝐷𝑉𝑜 𝑉𝑜= _1−𝐷1 𝑉𝐶1 (2.11)

Dengan mensubtitusi persamaan (2.8) ke persamaan (2.11) maka diperoleh :

𝑉𝑜=_(1−𝐷)1 2 𝑉𝑖𝑛 (2.12) Persamaan (2.12) merupakan persamaan akhir dari konverter quadratic boost dimana menunjukkan bahwa nilai penguatannya merupakan fungsi kuadrat dari nilai penguatan pada konverter boost.

10

2.3 Konverter Zeta

Konverter Zeta ditunjukkan degan gambar 2.6 merupakan salah satu pengembagan dari konverter Buck Boost dimana konverter Zeta merupakan konverter yang bisa menaikkan dan menurunkan tegangan. Penaikan atau penurunan tegangan pada konverter zeta memiliki prinsip yang sama dengan konverter buck boost yaitu bergantung pada duty cycle namun output dari konverter zeta bernilai positif tidak seperti pada konverter buck boost. Jika duty cycle pada konverter dioperasikan dibawah 50% maka konverter akan bekerja sebagai penurun tegangan namun jika konverter dioperasikan diatas 50% maka konverter akan berkerja sebagai penaik tegangan[6]. Konverter zeta memiliki 2 mode pensaklaran yaitu t1 atau ketika saklar S konduksi dan t2 atau ketika saklar

S terbuka. L1 L2 C1 CO D1 R VO Vin S

Gambar 2.6 Konverter Zeta 2.3.1 Analisis Saklar Tertutup

Pada saat saklar S tertutup diode D1 reverse bias karena tegangan

kapasitor VC1. Induktor L1 dan L2 mengalami pengisian energi yang

berasal dari tegangangan input Vin dan energy pelepasan kapasitor C1.

Sementara Co hanya berfungsi sebagai kapasitor ripel, pada saat saklar

11

L1 L2 C1 CO D1 R V_O S ₊ + +

-Gambar 2.7 Konverter Zeta ketika saklar tertutup

Dengan menggunakan analisa loop dari rangkaian pada gambar 2.7 diatas dapat diketahui bahwa :

𝑉𝐿1(𝑜𝑛) = 𝑉𝑖𝑛 (2.13)

𝑉𝐿1(𝑜𝑛) = −𝑉𝐶1+ 𝑉𝐿2(on) + 𝑉𝑂 (2.14)

Persamaan 2.13 menunjukkan bahwa nilai tegangan pada induktor L1 memiliki nilai yang sama dengan tegangan input sementara persamaan

2.14 mununjukkan bahwa nilai tegangan induktor L1 ditambah tegangan

kapasitor C1 memiliki nilai yang sama dengan tegangan induktor L2

ditambah tegangan output. Dengan mensubtitusi persamaan (2.13) ke persamaan (2.14) sehingga didapatkan persamaan :

𝑉𝑖𝑛 = −𝑉𝐶1+ 𝑉𝐿2(on) + 𝑉𝑂

𝑉𝐿2(𝑜𝑛) = 𝑉𝐶1+ 𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝑂 (2.15)

Dari persamaan 2.15 diketahui bahwa tegangan induktor L2

ditambah tegangan output memiliki nilai yang sama dengan tegangan induktor L1 ditambah tegangan input.

2.3.2 Analisis Saklar Terbuka

Pada saat saklar S terbuka diode D1 konduksi karena tegangan

output Vo. Sementara itu induktor L1 dan induktr L2 mengalami pelepasan

energi untuk mengisi energy pada kapasitor C1 dan kapasitor Co .Arus

yang mengalir pada tiap-tiap komponen ketika saklar offdigambarkan seperti pada gambar 2.8.

12

L1 L2 C1 CO D1 R VO S ₊ + +

-Gambar 2.8 Konverter Zeta ketika saklar terbuka

Dengan menggunakan analisa loop dari rangkaian pada gambar 2.8 diatas dapat diketahui bahwa :

𝑉𝐿1(𝑜𝑓𝑓) = −𝑉𝐶1 (2.16)

𝑉𝐿2(𝑜𝑓𝑓) = −𝑉𝑜 (2.17)

Nilai tegangan pada induktor L1 memiliki nilai yang berkebalikan

dengan tegangan kapasitor C1, sementara itu nilai tegangan induktor L2

pada saat saklr off memiliki nilai yang berkebalikan dengan nilai tegangan output VO seperti telah dtunjukkan pada persamaan (2.16) dan (2.17).

Dengan mengaplikasikan prinsip inductor volt second balance pada induktor L1 saat saklar on dan off didapatkan persamaan sebagai

berikut:

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐿1 (𝑜𝑛)𝑑𝑡+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐿1 (𝑜𝑓𝑓)𝑑𝑡= 0 (2.18)

Subtitusi persamaan 2.13 dan 2.16 ke persamaan 2.18 sehingga didapatkan: ∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝑖𝑛 𝑑𝑡+ ∫ −𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐶1𝑑𝑡= 0 (2.19) 𝐷𝑇 𝑉𝑖𝑛+ (1 − 𝐷) 𝑇 −𝑉𝐶1 = 0 𝐷𝑉𝑖𝑛+ −𝑉𝐶1+ 𝐷𝑉𝐶1= 0 𝐷𝑉𝑖𝑛= 𝑉𝐶1− 𝐷𝑉𝐶1 𝑉𝐶1= _1−𝐷𝐷 𝑉𝑖𝑛 (2.20)

Dengan cara yang sama kita dapat menurunkan persamaan pada induktor L2 sehingga didapatkan persamaan sebagai berikut :

13

Subtitusi persamaan (2.15) dan (2.17) ke persamaan (2.21) sehingga didapatkan: ∫ (𝑉₀𝐷𝑇 𝐶1+ 𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝑂) 𝑑𝑡+ ∫ −𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝑜 𝑑𝑡= 0 (2.22) 𝐷𝑇 (𝑉𝐶1+ 𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝑂) + (1 − 𝐷)𝑇 − 𝑉𝑜 = 0 𝐷𝑉𝐶1+ 𝐷𝑉𝑖𝑛− 𝐷𝑉𝑜− 𝑉𝑜+ 𝐷𝑉𝑜= 0 𝑉𝑜 𝐷 = 𝑉𝐶1+ 𝑉𝑖𝑛 (2.23)

Subtitusi persamaan (2.20) ke persamaan (2.23) sehingga didapatkan: 𝑉_𝑜 𝐷 = 𝐷 1−𝐷𝑉𝑖𝑛+ 𝑉𝑖𝑛 𝑉𝑂=_1−𝐷𝐷 𝑉𝑖𝑛 (2.24)

Persamaan (2.24) merupakan persamaan akhir dari penguatan tegangan pada konverter zeta.

2.4 Induktor Kopel

Induktor kopel pada dasarnya merupakan pengggabungan antara dua lilitan induktor yang dirangkai dalam satu inti. Kedua induktor ini tidak bekerja secara sedniri-sendiri namun saling mempengaruhi secara teori kondisi ini disebut mutual inductance. Hal ini karena kedua induktor yang dialiri oleh arus bekerja berdekatan.

ϕ11 ϕ22

ϕ12

N1 N2

i1 i2

Gambar 2.9 Arah fluks Induktor Kopel

Seperti yang terlihat pada gambar 2.9 diatas, fluks ϕ11 merupakan

14

fluks dimana merupakan bagian dari fluks ϕ11 yangterhubung ke induktor

L2. Berdasarkan persamaan umum terbangkitnya tegangan pada sebuah

induktor, hubungan antara fluks ϕ11 ,ϕ22, dan ϕ12 dengan tegangan pada

masing-masing induktor adalah sebagai berikut :

𝑉𝐿1= 𝑁1𝑑𝜙_𝑑𝑡11+ 𝑁1𝑑𝜙_𝑑𝑡12 (2.25)

𝑉𝐿2= 𝑁2𝑑𝜙_𝑑𝑡21+ 𝑁1𝑑𝜙_𝑑𝑡22 (2.26)

atau dapat juga ditulis:

𝑉𝐿1= 𝐿11𝑑𝑖_𝑑𝑡1+ 𝐿12𝑑𝑖_𝑑𝑡2 (2.27)

𝑉𝐿2= 𝐿21𝑑𝑖_𝑑𝑡1+ 𝐿22𝑑𝑖_𝑑𝑡2 (2.28)

dimana V, N, dan i masing-masing merupakan tegangan jumlah lilitan dan arus pada induktor. Φ11 dan Φ22 merupakan fluks terbangkit pada

induktor 1 dan induktor 2 sedangkan Φ12 fluks pada iduktor 1 akibat

induktor 2. L11 dan L22 masing-masing merupakan nilai dari induktansi

primer dan induktansi sekunder sedangkan L12 dan L21 merupakan

induktansi bersama induktor kopel atau dapat juga ditulis sebagai Lm [7].

Lm

Lk

1:Ne

Trafo Ideal

Gambar 2. 10 Rangkaian Ekuivalen Induktor kopel (Cantilever Model Derivation)

Sesuai dengan gambar 2.10 pada setiap implementasi Induktor kopel memiliki induktansi bocor dimana hal ini terjadi karena tidak semua fluks yang timbul di sisi primer dapat mengalir ke sisi sekunder. Pemodelan induktor kopel dengan Induktansi bocor dapat ditunjukkan pada gambar 2 dimana Lk merupakan induktor bocor atau biasa juga

15

disebut L1eak12 Lm merupakan induktor magnetisasi dan Ne merupakan

perbandingan nilai dari induktor .

Pada mode Cantiliver hubungan antara Induktor bocor Lk Induktor

magnetisasiLm dan Ne dapat ditunjukkan dengan persamaan berikut :

𝐿𝑚= 𝐿11− 𝐿𝑘 (2.29)

𝑁𝑒= √𝐿_𝐿22

𝑚 (2.30)

𝑁𝑒= 𝑉_𝑉𝐿2

𝐿1 (2.31)

Sesuai persamaan (2.29), nilai induktor magnetisasi Lm merupakan

hasil pengurangan dari induktansi terukur disisi primer L11 dikurangi

dengan nilai induktor bocor. Sementara itu perbandingan tegaangan sisi sekunder dan primer Ne merupakan akar dari nilai induktansi yang

ditunjukkan pada sisi sekunder L22 dibagi dengan nilai induktor

magnetisasi Lm seperti yang ditunjukkan oleh persamaan (2.30) dan

(2.31). Ketika menggunakan pemodelan Cantaliver N bukan merupakan perbandingan belitan antara sisi sekunder dan sisi primer, N berlaku sebagai perbandingan antara belitan primer dan sekunder jika induktor kopel adalah induktor ideal yang berarti tidak ada induktor bocor Lk.

L1eak12 atau Lk merupakan induktor bocor disisi primer, nilai Lk

didapat dengan cara menghubungkan sisi positif dan negatif dari induktor disisi sekunder L22. Semakin sedikit nilai Lk maka akan membuat induktor

kopel semakin bekerja mendekati ideal. Jika Lk bernilai 0 maka koefisien

kopling k akan bernilai 1 sehingga membuat induktor kopel menjadi induktor kopel ideal. Persamaan (2.32) adalah persamaan yang menerangkan hubungan antara inuktor bocor dan koefisien kopling:

𝑘 = √1 − 𝐿𝑘

𝐿11 (2.32)

2.5 Konverter DC-DC Rasio Tinggi Integrated quadratic boost zeta

Topologi Konverter DC-DC Rasio Tinggi berbasis Integrated quadratic boost zeta seperti ditunjukkan pada gabar 2.11 merupakan topologi gabungan dari konverter quadratic boost dan konverter zeta dengan ditambah dengan induktor kopel sebagai penaik tegangan.

16

Topologi ini memeliki beberapa keuntungan diantaranya, komponen yang sedikit dan rasio peningkatan tegangan yang tinggi. Berikut adalah gambar dari rangkaian konverter topologi Integrated quadratic boost zeta

+ + + + L1 C1 Vob CZ Voz Lm Lo Dz Db Np Ns Vin D1 D2 S Vo

Gambar 2.11 Rangkaian Konverter Integrated Quadratic Boost Zeta Tegangan output dari konverter merupakan penjumlahan dari 2 konverter yang telah disebutkan dimana Voz merupakan output dari

konvereter zeta sementara Vob merupakan output dari konverter quadratic

boost .Untuk menjelaskan bagaimana prinsip kerja dari konverter diatas kita dapat menganalisa dari aliran arus pada setiap waktu.

2.5.1 Analisis Kondisi Tunak

Konvereter topologi ini memiliki 3 mode operasi yaitu t0-t1, t1-t2

dan t2-t3 [3]. Untuk mempermudah penurunan rumusnya maka kita harus

menganalaisis aliran arus pada tiap mode operasi. Dengan mennganalisis aliran arus pada setiap mode operasi bisa diturunkan persamaan rasio konversi dari konverter.

Pada saat mode satu (t0-t1) atau ketika saklar tertutup ditunjukkan

dengan gambar 2.12, dioda D1 akan mengalami reverse bias akibat VC1.

Dioda Db dan dioda DZ juga mengalami reverse bias masing-masing

akibat dari Voz dan Vob . Dioda D2 mengalami konduksi. Induktor L1 ,

masing-17

masing oleh tegangan input Vin, tegangan kapasitor 1 VC1 dan teganga

induktor kopel sekunder, oleh karena itu arus induktor IL1 , ILm dan ILo akan

mengalami kenaikan. Kapasitor satu C1 dan kapasitor zeta Cz mengalami

pelepasan energi dan kapasitor output Coz dan Cob mengalami fase

pengisian energi. + + + + L1 C1 Vob CZ Voz Lm Lo Dz Db Np Ns D1 D2 S Vo

Gambar 2.12 Konverter Integrated Quadratic Boost Zeta pada mode t1

+ + + + L1 C1 Vob CZ Voz Lm Lo Dz Db Np Ns Vin D1 D2 S Vo Gambar 2.13 Konverter Integrated Quadratic Boost Zeta pada mode 2

18

Pada mode operasi dua (t1-t2) seperti ditunjukkan pada gambar 2.13 ketika saklar S baru saja terbuka. Dioda D2 dan Dz akan mengalami

reverse bias akibat Vob dan VCz, sementara itu dioda D1 dan dioda Db akan

mengalami mode konduksi. Induktor L1 , induktor L2 dan induktor Lo

mengalami proses pelepasan energy akibatnya arus pada induktor tersebut akan turun. Kapasitor C1 dan kapasitor Cz mengalami pengisian energi

pada mode ini..

+ + + + L1 C1 Vob CZ Voz Lm Lo Dz Db Np Ns Vin D1 D2 S Vo

Gambar 2.14 Konverter Integrated Quadratic Boost Zeta pada mode t3 Pada mode operasi tiga (t2-t3) seperti ditunjukkan pada gambar

2.14 ketika saklar S telah terbuka, hanya Dioda D2 yang akan mengalami

reverse bias akibat tegangan Vob sedangkan dioda Dz akan kembali

mengalami mode konduksi karena tegangan Vob dan tegangan VLm. Dioda

D1 dan dioda Db juga akan mengalami mode konduksi masing-masing

karena tegangan kapasitor VC1 dan tegangan Vob. Induktor L1 , induktor

L2 dan induktor Lo mengalami proses pelepasan energy akibatnya arus

pada induktor tersebut akan mengalami penurunan. Sementara kapasitor C1 dan kapasitor Cz mengalami pengisian energi pada mode ini .

Pada setiap konverter bentuk gelombang arus merupakan poin yang paling penting. Pada gambar 2.15 digambarkan bentuk gelombang arus dari setiap komponen pada kondisi duty cycle 50%. Seperti yang

19

sudah dijelaskan pada analisa kondisi tunak konverter ini bekerja pada 3 mode operasi. Hal tersebut terlihat dari bentuk gelombang dari arus diode di sisi zeta iLm t1 0 ∆ iLm iLmmax iLmmin iLo t1 0 ∆ iLo iLomax iLomin iL1 t1 0 ∆ iL1 iL1max IL1min

iL1max > iLmmax > iLomax

iS t1 0 iL1max + iLmmax Ts Ts Ts iDz t1 0 Ts iLomax + iLmmax /N t2 imed imed _imed iDb t1 0 t2 Ts iD1 t1 0 iL1max Ts iD2 t1 0 Ts iDb t1 0 Ts iL1max io med

Gambar 2.15 Bentuk Gelombang Arus Utama menurut Teori 2.5.2 Penurunan Persamaan rasio konversi

Persamaan rasio konversi bisa didapatkan dengan menurunkan persamaan dari analisa aliran arus pada kondisi tunak yang telah dilakukan. Dalam menentukan persamaan rasio konversi tegangan konverter, hanya mode operasi 1 dan 3 yang digunakan. Hal ini karena mode operasi 2 berlangsung sangat singkat. Pada mode operasi 1, saklar S konduksi, sumber DC Vin melepas energinya ke induktor L1 dan

kapasitor C1 melepas energinya ke induktor magnetisasi Lm.Sehingga,

sesuai dengan gambar dapat ditulis persamaan sebagai berikut : 𝑉𝐿1(𝑜𝑛) = 𝑉𝑖𝑛 (2.33)

𝑉𝐶1= 𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑛) = 𝑉𝐿𝑝(𝑜𝑛) (2.34)

𝑉𝐿𝑠(𝑜𝑛) = 𝑁𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑛) (2.35)

20

𝑉𝐿𝑠(𝑜𝑛) = 𝑁𝑉𝐶1 (2.36)

VLp merupakan tegangan primer pada trafo sedangkan VLs merupakan

tegangan sekunder pada induktor kopel. Karena induktor kopel dianggap ideal sehingga tidak ada induktor bocor Lk maka nilai k dianggap 1 dan

nilai N merupakan perbandingan antara belitan sekunder dan belitan primer sekaligus perbandingan antara tegangan sekunder dan tegangan primer sesuai yang telah dijelaskan pada bab 2.4. Namun ketika ada induktor bocor Lk maka N yang dimaksud adalah perbandingan nilai

tegangan antara sisi sekunder dibagi sisi primer induktor kopel bukan perbandingan belitan.

Dari gambar 2.12 juga dapat diketahui bahwa nilai tegangan kapasitor VC2 tambah NVLm sama dengan nilai dari VLo + VOZ .Penurunan

rumus ini sesuai dengan kondisi yang terjadi pada rangkaian zeta konverter ketika dalam kondisi on hanya saja sisi input pada konverter zeta merupakan sisi sekunder dari kopel induktor pada topologi ini.

𝑉𝐿𝑠(on) = − 𝑉𝐶2𝑉𝐿𝑂(𝑜𝑛) + 𝑉𝑂𝑍 (2.37)

Subtitusi persamaan 2.36 Ke persamaan 2.37 sehingga diperoleh: 𝑁 𝑉𝐶1 = − 𝑉𝐶2+ 𝑉𝐿𝑂(𝑜𝑛) + 𝑉𝑂𝑍

𝑉𝐿𝑂(𝑜𝑛) = N𝑉𝐶1+ 𝑉𝐶2− 𝑉𝑂𝑍 (2.38)

Pada mode operasi 3 atau ketika saklar dalam keadaan off pada sisi konverter quadratic boost didapatkan persamaan berikut :

𝑉𝑖𝑛= 𝑉𝐿1(𝑜𝑓𝑓) + 𝑉𝐶1

𝑉𝐿1(𝑜𝑓𝑓) = 𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝐶1 (2.39)

𝑉𝐶1= 𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑓𝑓) + 𝑉𝑜𝑏

𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑓𝑓) = 𝑉𝐶1− 𝑉𝑜𝑏 (2.40)

Sementara itu, pada sisi zeta didapatkan bahwa nilai dari tegangan sekunder induktor berkebalikan dengan nilai dari tegangan kapasitor VC2.

𝑉𝐿𝑠(𝑜𝑓𝑓) = −𝑉𝐶2 (2.41)

Subtitusi persamaan (2.34) ke persamaan (2.40) 𝑁𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑓𝑓) = − 𝑉𝐶2

𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑓𝑓) = −𝑉_𝑁𝐶2 (2.42)

Dari analisis aliran arus pada mode saklar S off juga didapat bahwa nilai tegangan induktor L2 berkebalikan dengan nilai tegangan

output kapassitor pada sisi zeta, sesuai persamaan (2.43).

21

Dengan menggunakan prinsip Induktor Voltage Second Balance pada saat kondisi saklar on dan off pada setiap infuktor didapatkan persamaan berikut :

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐿1 (on)dt+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐿1 (off)dt= 0 (2.44)

Subtitusi persamaan (2.33) dan (2.39) ke persamaan (2.44) sehingga diperoleh: ∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝑖𝑛 dt+ ∫ (𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝑖𝑛− 𝑉𝐶1)dt= 0 (2.45) 𝐷𝑇 𝑉𝑖𝑛+ (1 − 𝐷) 𝑇 (𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝐶1) = 0 𝐷𝑉𝑖𝑛+ 𝑉𝑖𝑛− 𝐷𝑉𝑖𝑛− 𝑉𝐶1+ 𝐷𝑉𝐶1= 0 𝑉𝑖𝑛= 𝑉𝐶1− 𝐷𝑉𝐶1 𝑉_𝐶1 𝑉_𝑖𝑛= 1 1−𝐷 (2.46)

Nilai penguatan tegangan pada kapasitor C1 sama dengan nilai

pengauatan tegangan pada konverter boost biasa. Dengan cara yang sama kita bisa menganilasis pada induktor Lm.

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐿𝑚 (on)dt+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐿𝑚 (off)dt= 0 (2.47)

Subtitusi persamaan (2. 34) dan (2.40) ke persamaan (2.47) sehingga diperoleh : ∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐶1 dt+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐶1− 𝑉𝑜𝑏dt= 0 𝐷𝑇 (𝑉𝐶1) + (1 − 𝐷) 𝑇 (𝑉𝐶1− 𝑉𝑜𝑏) = 0 𝑉𝐶1− (1 − 𝐷)𝑉𝑜𝑏 = 0 𝑉𝐶1= (1 − 𝐷)𝑉𝑜𝑏 𝑉𝑜𝑏 𝑉_𝐶1= 1 1−𝐷 (2.48)

Dengan mensubtitusi persamaan (2. 46) ke persamaan (2.48) maka bisa ditunjukkan bahwa nilai tegangan pada kapasitor Cob pada sisi

Quadratic boost adalah sebagai berikut. Persamaan ini sesuai dengan persamaan yang telah diturunkan pada konverter quadratic boost yang berdiri sendiri.

𝑉𝑜𝑏

𝑉_𝑖𝑛= 1

(1−𝐷)2 (2.49)

Dengan menerapkan prinsip induktor Volt Second Balance pada induktor magnetisasi Lm kita bisa mendapatkan persamaan dari tegangan

kapasitor VC2 seperti yang ditunjukkan oleh persamaan berikut :

22

Subtitusi persamaan 2.34 dan 2.42 ke persamaan 2.50 sehingga diperoleh:

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐶1 dt+ ∫ −_𝐷𝑇𝑇 𝑉_N𝐶2dt= 0 (2.51)

𝐷𝑇 𝑉𝐶1− (1 − 𝐷) 𝑇 𝑉_N𝐶2= 0

𝑉𝐶2=_(1−𝐷)𝑁𝐷 𝑉𝐶1 (2.52)

Untuk mendapatkan persamaan rasio konversi dari integrasi seluruh rangkain maka kita harus menurunkan persamaan dengan cara yang sama pada induktor yang tersisa yaitu induktor L0

∫ 𝑉₀𝐷𝑇 𝐿𝑂 (on)dt+ ∫ 𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝐿𝑂 (off)dt= 0 (2.53)

Subtitusi persamaan (2.38) dan (2.43) ke persamaan (2.53) sehingga dapat diperoleh:

∫ (N𝑉₀𝐷𝑇 𝐶1+ 𝑉𝐶2− 𝑉𝑂𝑍 )dt+ ∫ −𝑉_𝐷𝑇𝑇 𝑂𝑍 dt= 0 (2.54 𝐷𝑇(N𝑉𝐶1+ 𝑉𝐶2− 𝑉𝑂𝑍) − (1 − D) T 𝑉𝑂𝑍= 0 ND𝑉𝐶1+ 𝐷𝑉𝐶2− D𝑉𝑂𝑍+ D𝑉𝑂𝑍− 𝑉𝑂𝑍= 0 D(N𝑉𝐶1+ 𝑉𝐶2) = 𝑉𝑂𝑍 𝑉_𝑂𝑍 𝐷 = N𝑉𝐶1+ 𝑁𝐷 (1−𝐷) 𝑉𝐶1 𝑉_𝑂𝑍 𝑉𝐶1𝐷= (1−𝐷)𝑁+𝑁𝐷 1−𝐷 (2.55)

Dengan mensubtitusi persamaan (2.52) ke persamaan (2.55) maka akan didapatkan persamaan dari tegangan output sisi zeta dengan input tegangan merupakan tegangan dari sisi sekunder kopel induktor.

𝑉𝑂𝑍

𝑉_𝐶1= 𝑁𝐷

1−𝐷 (2.56)

Dengan mesubtitusi persamaan (2.46) ke persamaan (2.56) maka akan diperoleh penguatan akhir dari sisi konverter zeta.

𝑉_𝑂𝑍 𝑉_𝑖𝑛 =

𝑁𝐷

(1−𝐷)2 (2.57)

Daripersamaan (2.49) dan (2.57) telah mengetahui penurunan persamaan dari masing-masing konverter maka untuk mendapatkan tegangan keluaran dari integrasi konverter kita hanya perlu menjumlahkan pkedua persamaan tersebut.

𝑉𝑜= 𝑉𝑜𝑏+ 𝑉𝑂𝑍 (2.58)

Subtitusi persamaan (2.49) dan (2.57) ke persamaan (2.58) sehingga diperoleh:

23

𝑉_𝑜 𝑉𝑖𝑛= 1 (1−𝐷)2+ 𝑁𝐷 (1−𝐷)2 𝑉_𝑜 𝑉_𝑖𝑛= 1+𝑁𝐷 (1−𝐷)2 (2.59)

2.5.3 Penurunan Persamaan Parameter nilai komponen

Setelah menurunkan persamaan rasio konversi langkah selanjutanya adalah menentukan persamaan parameter konverter yaitu parameter beban R, Induktor L, dan kapasitor C. Semua perhitungan dilakukan dalam kondisi ideal sehingga dianggap tidak ada pengurangan tegangan pada komponen dan membuat daya input sama dengan nilai daya output konverter.

Nilai R beban dari konverter bergantung pada daya input tegangan input dan tegangan keluaran dari konverter. Telah diketahui bahwa daya input sama dengan daya output sehiingga dapat kita turunkan rumus berikut : Pin = Po (2.60) 𝑉𝑖𝑛 𝐼𝑖𝑛 =(𝑉𝑜) 2 𝑅 (2.61) 𝑅 =(𝑉𝑜)2 𝑃_𝑖𝑛 (2.62)

Dari gambar 2.12, diketahui bahwa 𝐼𝑖𝑛= 𝐼𝐿1 maka persamaan

(2.61) dapat diturunkan menjadi

𝐼𝐿1=(𝑉𝑜)

2

𝑉_𝑖𝑛 𝑅 (2.63)

Subtiusi persamaan (2.59) ke persamaan (2.63) sehingga diperoleh: 𝐼𝐿1=(1+𝑁𝐷) 2 𝑅(1−𝐷)4𝑉𝑖𝑛 (2.64) 𝐼𝐿1max = 𝐼𝐿1+∆𝐼₂𝐿1 (2.65) 𝐼𝐿1min = 𝐼𝐿1−∆𝐼₂𝐿1 (2.66)

Karena tegangan induktor 𝑉𝐿1= 𝑉𝑖𝑛, maka

𝐿1 ∆𝐼𝐿1 ∆𝑡𝑜𝑛= 𝑉𝑖𝑛 𝐿1=_{𝑓 ∆𝐼} 𝑉𝑖𝑛 𝐷 𝐿1 (2.67) ∆𝐼𝐿1= 𝑉_{𝑓 𝐿}𝑖𝑛 𝐷 1 (2.68)

24

Karena konverter bekerja pada mode continuous conduction mode CCM maka syarat konverter akan bekerja sesuai desan IL1 min >0

𝐼𝐿1−

∆𝐼𝐿1

2 > 0

𝐼𝐿1>∆𝐼₂𝐿1 (2.69)

Subtitusi persamaan (2.64) ke persamaan (2.69) sehingga diperoleh: (1+𝑁𝐷)2 𝑅(1−𝐷)4𝑉𝑖𝑛> 𝑉_𝑖𝑛 𝐷 2𝑓 𝐿1𝑚𝑖𝑛 𝐿1𝑚𝑖𝑛 > 𝑅𝐷(1−𝐷) 4 2 (1+𝑁𝐷)2_𝑓 (2.70) Dengan menggunakan prinsip yang sama, nilai iduktor Lm dapat

ditentukan sebagai berikut :

PC1 = Po (2.71) 𝑉𝐶1 𝐼𝐶1=𝑉𝑜 2 𝑅 (2.72) Karena 𝐼𝐶1= 𝐼𝐿𝑚, maka 𝐼𝐿𝑚= 𝑉𝑜 2 𝑅 𝑉𝐶1 (2.73)

Subtitusi persamaan (2.43) dan (2.59) ke persamaan (2.73) sehingga diperoleh: 𝐼𝐿𝑚=(1+𝑁𝐷) 2 𝑅(1−𝐷)3𝑉𝐶1 (2.74) 𝐼𝐿𝑚max = 𝐼𝐿𝑚+∆𝐼₂𝐿𝑚 (2.75) 𝐼𝐿𝑚min = 𝐼𝐿𝑚−∆𝐼₂𝐿𝑚 (2.76) Karena 𝑉𝐶1= 𝑉𝐿𝑚(𝑜𝑛), maka 𝐿𝑚∆𝐼_{∆𝑡𝑜𝑛}𝐿𝑚= 𝑉𝐶1 (2.77)

Subtitusi persamaan (2.43) ke persamaan (2.77) sehingga diperoleh:

𝐿𝑚= _{(1−𝐷) 𝑓 ∆𝐼}𝑉𝑖𝑛 𝐷

𝐿𝑚 (2.78)

∆𝐼𝐿𝑚= _{(1−𝐷) 𝑓𝐿}𝑉𝑖𝑛 𝐷

𝑚 (2.79)

Konverter bekerja pada mode CCM, sehingga ILm min>0

𝐼𝐿𝑚−∆𝐼₂𝐿𝑚> 0

25

Subtitusi persamaan (2.74) ke persamaan (2.80) sehingga diperoleh (1+𝑁𝐷)2 𝑅(1−𝐷)3𝑉𝑖𝑛> 𝐷 2(1−𝐷) 𝑓 𝐿_𝑚𝑉𝑖𝑛 𝐿𝑚 𝑚𝑖𝑛 > 𝑅𝐷(1−𝐷) 3 2 (1+𝑁𝐷)2_{(1−𝐷)𝑓} (2.81) Untuk mengetahui penurunan rumus dari Lo, dapat diturunkan dari

rumus daya output. IO dan ILo mempunyai nilai rata-rata yang sama maka

bisa dianggap IO=ILo,

𝐼𝑜=𝑉_𝑅𝑜 (2.82)

Subtitusi persamaan 2.59 ke persamaan 2.82 sehingga diperoleh: 𝐼𝑜=_(1−𝐷)(1+𝑁𝐷)2_𝑅𝑉𝑖𝑛 (2.83) Karena VC2=Voz, maka

𝑉𝐿𝑂(𝑜𝑛) = 𝑁𝑉𝐶1 (2.84) 𝐿𝑜 ∆𝐼𝑜 ∆𝑡𝑜𝑛= 𝑁𝑉𝐶1 𝐿𝑜=𝑁𝑉_𝑓∆𝐼𝐶1𝐷 𝑂 (2.85) ∆𝐼𝑂=𝑁𝑉_𝑓𝐿𝐶1𝐷 𝑂 (2.86)

Subtitusi persamaan 2.43 ke persamaan 2.86 sehingga didapat : ∆𝐼𝑂=_{2(1−𝐷)𝐿𝑜𝑓}𝑁𝐷 𝑉𝑖𝑛 (2.87)

Subtitusi persamaan 2.43 ke persamaan 2.85 sehingga diperoleh: 𝐿𝑜=_{𝑓(1−𝐷)∆𝐼}𝑁𝐷

𝑂𝑉𝑖𝑛 (2.88)

Karema konverter bekerja pada mode CCM, sehingga ILo min>0

𝐼𝑜−

∆𝐼𝑜

2 > 0

𝐼𝑜>∆𝐼₂𝑜 (2.89)

Subtitusi persamaan (2.83) dan (2.87) ke persamaan (2.89) sehingga diperoleh: (1+𝑁𝐷) (1−𝐷)2_𝑅𝑉𝑖𝑛 > 𝑁𝐷 2(1−𝐷)𝐿𝑜𝑓𝑉𝑖𝑛 𝐿𝑜𝑚𝑖𝑛 > 𝑅𝑁𝐷(1−𝐷) 2 2 (1+𝑁𝐷)(1−𝐷)𝑓 (2.90)

Untuk menghitung nilai kapasitor C1 digunakan prinsip persamaan

26

diturunkan pada setiap mode. Pada persamaan berikut mode yang digunakan adalah mode t1 yaitu ketika saklar S konduksi :

∆𝑄 = 𝐶∆𝑉 (2.91)

𝐼𝐿𝑚(𝑜𝑛) ∆𝑡𝑜𝑛 = 𝐶1 ∆𝑉𝐶1 (2.92)

𝐶1=𝐼𝐿𝑚_{𝑓∆𝑉𝐶1}(𝑜𝑛)𝐷 (2.93)

Subtitusi persamaan (2.74) ke persamaan (2.83) sehingga diperoleh: 𝐶1=(1+𝑁𝐷) 2 𝑅(1−𝐷)2 𝐷 𝑉_𝐶1 𝑓∆𝑉_𝐶1 (2.94)

Cara yang sama bisa dilakukan untuk mencari Cz, berikut adalah

persamaan untuk mendapatkan nilai dari Cz.diturunkan ketika saklar S

konduksi. ∆𝑄 = 𝐶∆𝑉 𝐼𝑜 ∆𝑡𝑜𝑛= 𝐶2 ∆𝑉𝐶2 𝐶2= _𝑓∆𝑉𝐼𝑜𝐷 𝐶2 (2.95) Karena 𝑉𝐶2= 𝑉𝑜𝑧 𝐶2= _{𝑅𝑓∆𝑉}𝑉𝑜𝐷 𝑜𝑧 (2.96)

Untuk mendapatkan nilai dari Coz tidak dapat diturunkan dengan

meninjau kondisi saklar koetika konduksi sehingga harus diturunkan pada saat kondisi saklar off[8]. Persamaannya adalah sebagai berikut :

𝐼𝐶𝑜𝑧= 𝐼𝐿𝑜(𝑜𝑓𝑓) − 𝐼𝑜 (2.97) ∆𝑄 = 1₂𝑥𝑇₂𝑥 ∆𝐼𝐿𝑜(𝑜𝑓𝑓) 2 (2.98) ∆𝑄 = 𝑇∆𝐼𝐿𝑜(𝑜𝑓𝑓) 8 𝐿𝑜∆𝐼𝐿𝑜(𝑜𝑓𝑓) ∆𝑡𝑜𝑓𝑓 = 𝑉𝑜𝑧 ∆𝐼𝐿𝑜(𝑜𝑓𝑓) = 𝑉𝑜𝑧 𝐿𝑜 (1 − 𝐷)𝑇 ∆𝑄 =𝑇2𝑉𝑜𝑧 (1−𝐷) 8𝐿_𝑜 (2.99) ∆𝑄 = 𝐶∆𝑉 𝐶𝑜𝑧=_8𝑓(1−𝐷)𝑉2_{𝐿𝑜∆𝑉}𝑜𝑧_𝑜𝑧 (2.100)

27

Untuk mendapatkan nilai dari Cob tidak dapat diturunkan dengan

meninjau kondisi saklar koetika konduksi sehingga harus diturunkan pada saat kondisi saklar off. Persamaannya adalah sebagai berikut :

𝐼𝐶𝑜𝑏 = 𝐼𝐷𝑏(𝑜𝑓𝑓) − 𝐼𝑜 (2.101) ∆𝑄 =𝑉𝑜 𝑅 𝐷𝑇 (2.102) ∆𝑄 = 𝐶𝑜𝑏∆𝑉𝑜𝑏 (2.103) 𝑉𝑜 𝑅𝐷𝑇 = 𝐶𝑜𝑏∆𝑉𝑜𝑏 (2.104) 𝐶𝑜𝑏=_{𝑓 𝑅 𝑉}𝑉𝑜 𝐷 𝑜𝑏 (2.105)

28

29

BAB 3

DESAIN DAN IMPLEMENTASI

Pada bab ini akan dibahas mengenai proses desain, simulasi dan implementasi konverter DC-DC rasio tinggi dengan induktor-kopel dan dioda-kapasitor untuk aplikasi fotovoltaik. Proses desain dilakukan dengan menghitung dan menentukan komponen-komponen yang akan digunakan pada implementasi alat. Simulasi dilakukan untuk memastikan bahwa konverter dapat bekerja sesuai yang diharapkan. Hasil dari desain dan simulasi ini kemudian digunakan sebagai dasar implementasi prototype konverter.

3.1 Desain Konverter

Sebelum merancang nilai kapasitas komponen seperti induktor dan kapasitor, maka terlebih dahulu ditentukan parameter-parameter elektris lain yang digunakan pada konverter ini terlebih dahulu. Tabel 3.1 menunjukkan parameter-parameter yang digunakan sebagai acuan dalam merancang konverter DC-DC Integrated Quadratic Boost-Zeta. Penentuan parameter berdasarkan pada spesifikasi dan peralatan yang ada pada labotaorium.

Tabel 3.1 Spesifikasi Desain Konverter

Parameter Nilai

Po 50 Watt

Vo 330 Volt

Vin (min) 14 Volt

Vin (max) 18 Volt

N 2

Frekuensi Pensaklaran 50 kHz

Ripel Tegangan(∆V) 1%

Ripel Arus (∆I) 30%

Tegangan input minimal konverter ditentukan sebesar 14 Volt dengan pertimbangan agar konverter tidak bekerja pada duty cycle yang

30

terlalu tinggi untuk mencapai tegangan output yang diinginkan. Tegangan output maksimal konverter sebesar 18 Volt berdasarkan tegangan nominal dari PV modul 50 Watt yang besarnya 17,24. Sesuai dengan persamaan 2.1 tegangan input minimal yang masuk pada inverter atau output DC-DC koverter yang akan dihubungkan ke jala-jala adalah sebesar 311 Volt. Tegangan output konverter didesain pada 330 Volt untuk menjaga jika terjadi drop tegangan pada output konverter nilai tegangan output tidak berada dibawah 311 Volt. Parameter N menunjukkan nilai perbandingan belitan sekunder dan primer dari induktor kopel. Nilai N ditentukan 2 artinya jumlah belitan dari induktor kopel sekunder sama dengan 2 kali dari jumlah belitan induktor kopel primer.

3.1.1 Penentuan Rasio Konverter

Penentuan rasio konverter dilakukan berdasarkan analisis yang dilakuan pada bab 2. Dengan memasukkan tegangan input dan tegangan output pada konverter dan memasukkan ke persamaan (2.59) maka nilai penguatan tegangan pada saat tegangan input Vin 14 volt dan 18 Volt

dapat diketahui: 𝑀1= 330 14 = 23.6 𝑀2= 330 18 = 18,3

Dengan memasukkan nilai penguatan tegangan M pada persamaan (2.59), kita bisa mengetahui nila nilai duty cycle pada saat tegangan input 14 dan 18 volt.

𝐷1 = 68.32 %

𝐷2= 64,64 %

3.1.2 Penentuan Besar Beban

Dalam menentukan besar beban hal yang harus diperhatikan adalah berapa daya input yang kita masukkan. Sesuai dengan output PV maksimum daya input konverter adalah 50 W. Berdasarkan persamaan (2.62) maka beban R dapat dihitung , nilai beban R adalah :

31

𝑅 =(330)

2

50 = 2178 𝛺

3.1.3 Penentuan Nilai Induktor

Konverter didesain untuk beroperasi pada mode CCM (Continuous Conduction Mode) sehingga membuat arus induktor tidak boleh menyentuh titik 0. Pada bab 2 telah dianallisis berapa nilai dari L minimum sehingga nilai Induktor tidak boleh dibawah Induktor minimum.Pada penghitungan nilai arus duty cycle yang digunakan adalah duty cycle ketika Vinput maksimum untuk menjaga agar nilai induktor tidak mendekati nilai minimum ketika dioperasikan dalam tegangan maksimum. Besar induktor minimum dari konverter dapat ditentukan dari persamaan (2.70), (2.81) dan (2.90) sebagai berikut.

𝐿1𝑚𝑖𝑛 >2178𝑥0.6464𝑥(1−0.6464) 4 2𝑥(1+2 𝑥 0.6464)2_𝑥50000= 41,87 µH 𝐿𝑚 𝑚𝑖𝑛 > 2178 𝑥 0.6464𝑥(1−0.6464) 3 2 𝑥(1+2𝑥0.6464)2_{𝑥(1−0.6464)𝑥50000}= 0,335 mH 𝐿𝑜𝑚𝑖𝑛 > 2178𝑥0.6464𝑥(1−0.6464) 2 2 𝑥(1+2 𝑥 0.6464)𝑥(1−0.6464)𝑥50000= 2,17 mH

Untuk, menghitung nilai induktor sebelunya harus dihitung terlebih dahulu nilai arus yang mnegalir pada induktor. Arus yang mengalir pada induktor dapat dihitung dengan persamaan (2.64), (2.74) dan (2.82). Setelah dilakukan penghitungan masing induktor dialiri oleh arus sebesar IL1 = 2,778 A, ILm = 0.983 A dan ILo = 0.1515 A. Dengan

mengetahui nilai arus rata-rata yang mengalir pada induktor maka nilai induktor untuk implementasi dapat dihitung menggunakan persamaan (2.67), (2.78) dan (2.88) sebagai berikut :

𝐿1=_{5000 𝑥 0.3 𝑥 2.778} 18 𝑥 0.6464 = 279,072 µH

𝐿𝑚= _{(1−6464) 𝑥 50000 𝑥 0.3 𝑥 0.983}18 𝑥 0.6464 =2,237 mH

𝐿𝑜=_{50000 𝑥 (1−0.6464) 𝑥 0.3 𝑥 0.1515}2 𝑥 0.6464 = 28,946 mH

nilai ripple arus induktor didesain 30% dari nilai I rata-rata yang mengalir pada induktor. Nilai diatas menunjukkan bahwa nilai induktor L melebihi dari nilai induktor minimum sehingga sesuai teori bisa dipastikan konverter akan bekerja pada mode CCM jika menggunakan induktor

32

dengan nilai tersebut. Induktor magnetisasi Lm adalah nilai induktor pada

kopel induktor.

3.1.4 Penentuan Nilai Kapasitor

Sebelum menghitung nilai kapasitor terlebih dahulu haru diketahui nilai tegangan dari setiap kapasitor yang ada. Nilai tegangan pada setiap kapasitor berturut-turut dapat dicari dengan menggunakan persamaan (2.46), (2.49), (2.52), dan (2.57). Hasil perhitungan dari tegangan dari masing-masing kapasitor adalah VC1= 50,847 Volt , VC1= 185,579 Volt,

VCob=143,637 Volt dan VCoz =185,579 Volt. Dengan diketahuinya nilai

tegangan dari masing-masing kapasitor maka penentuan nilai kapasitor selanjutnya bisa dilakukan dengan berdasarkan pada persamaan (2.94), (2.96), (2.100) dan (2.105). 𝐶1= (1+2 𝑥 0.6464) 2 _{𝑥 0.6464} 2178 𝑥 (1−0.6464)2 _{𝑥 5000 𝑥 0.01} = 24,96µF 𝐶2= _{2178 𝑥 50000 𝑥 0.01 𝑥 186.114}330 𝑥 0.6464 = 1,055 µF 𝐶𝑜𝑧=_8𝑥(50000)(1−0.6464)2𝑥0.002895𝑥0.01 = 61,23 nF 𝐶𝑜𝑏 =_{50000𝑥2178𝑥 143.637}330𝑥0,6464 = 1,36 µF

nilai ripple tegangan ∆V didesain 1% dari tegangan rata-rata yang mengalir pada kapasitor. Semakin tinggi nilai kapasitor maka semakin kecil nilai ripple tagangan. Penentuan nilai kapasitor dilakukan ketika tegangan 18 Volt untuk menjaga agar nilai kapasitor selalu diatas nilai perhitungan dan nilai dari ripple tegangan tidak berada dibawah deain yang ditentukan.

3.2 Simulasi

Simulasi dilakukan dengan menggunakan software dengan memasukkan nilai dari parameter-parameter yang telah dihitung sebelumnya. Semua parameter yang ada pada rangkaian merupakan komponen ideal. Pada gambar 3,1 ditunjukkan gambaran dari simulasi dengan tegangan input yang digunakan yaitu sumber DC konstan sebesar 18 V dengan beban resistor 2178Ω. Sinyal input pada gate MOSFET

33

dimodelkan dengan gelombang PWM (Pulse Width Modulation) dengan frekuensi 50 kHz dan duty cycle 64,64% sesuai perhitungan.

+ + + + L1 C1 Cob CZ Coz Lm Lo Dz Db Np=1 Ns=2 Vin D1 D2 S 279.24 µH 24.95 µF 28.95 µH 22.32 mH 1.05 µF 1.36 µF 61.05 nF Vo R 2178 Ω 50 kHz DC=64.64% 18 V

Gambar 3.1 Rangkaian Simulasi Konverter

Induktor kopel dimodelkan dengan rangkaian cantilever model sesuai dengan gambar 2.10 namun nilai dari induktor bocor Lk dianggap

tidak ada atau sama dengan 0 sehingga sisi anoda dioda D1 langsung

terhubung dengan induktor magnetisasi Lm.. Hal tersebut bisa terjadi

karena pada simulasi, induktor kopel merupakan induktor kopel ideal. Untuk menguji apakah konverter yang kita simulasikn sudah bekerja sesuai teori maka hal yang pertama kali dilihat adalah bentuk gelombang pensaklaran dari tiap-tiap dioda. Gambar 3.2 dibawah menunjukkan proses pensaklaran yang terjadi pada dioda dan MOSFET. Dimana VGS adalah tegangan gate-source pada MOSFET atau sinyal

output dari PWM dan VDS adalah tegangan drain-source pada MOSFET.

Pada saat VGS on maka saklar S akan berada dalam keadaan konduksi

sehingga membuat sisi drain dan source dari MOSFET akan tersambung. Hal tersebut membuat tegangan drain-source VDS pada MOSFET bernilai

0. Ketika VGS dalam keadaan on maka semua dioda kecuali dioda D2

dalam keadaan reverse bias sehingga terukur tegangan lebih dari 0 pada dioda. Hal ini sudah sesuai dengan analisa kondisi tunak pada tiap

34

rangkaian yang telah dijelaskan pada bab 2. Dan sebaliknya jika VGS

dalam kondisi off maka VDS akan mempunyai nilai diatas 0 dan semua

dioda kecuali dioda D2 akan mengalami fase konduksi sehingga tegangan

akan terukur 0.

7,1 µs

12,9 µs

Waktu (s)

Gambar 3.2 Bentuk gelombang VDS, VGS,VD1, VD2, VDb dan VDz

Selain bentuk gelombang pensaklaran pada dioda hal penting lain yang harus diketahui adalah bentuk gelombang arus setiap induktor dan tegangan setiap kapasitor untuk mengetahui kapan kesesuaian fase charging dan discharging pada setiap induktor maupun kapasitor dengan teori dan anilisis kondisi tunak yang telah dilakukan pada bab 2.

VDS VGS VD1 VD2 VDb VD1 VDz VD1

35

7,1 µs

12,9 µs

Gambar 3.3 Bentuk gelombang VGS, IL1, ILm, ILo, dan ID1

Gelombang arus pada setiap induktor merupakan gelombang kunci dari konverter. Jika bentuk gelombang arus tidak sesuai degan teori maka bisa dipastikan konverter juga tidak akan bisa bekerja sesuai desain yang diinginkan. Pada gambar 3.3 juga ditampilkan bentuk gelombang dari dioda D1 karena ketika terdapat induktor bocor pada rangkaian bentuk

gelombang dari induktor bocor akan sama dengan arus pada dioda. Dari gambar tersebut menunjukkan bahwa induktor input L1 , induktor

magnetisasi Lm , dan induktor output Lo akan mengalami fase charging

ketika VGS dalam kondisi on. Hal ini sudah sesuai dengan analisis kondisi

tunak yang telah dijelaskan pada bab 2. VGS

IL1

ILm

ILo

36

12,9 µs 7,1 µs

Gambar 3.4 Bentuk gelombang VGS , VC1 , VCz , Voz , Vob dan Vo

Pada gambar 3.4 menuunjukkan bahwa pada saat VGS off kapasitor

C1 , Cz , Cob berada dalam fase charging hal ini sudah sesuai dengan analisis

yang telah dijelaskan pada bab 2. Nilai arus pada setiap induktor dan tegangan pada setiap kapasitor hasil dari simulasi dan perbandingannya dengan hasil perhitungan ditunjukkan pada tabel 3.2. Tabel tersebut menunjukkan bahwa nilai arus induktor dan tegangan kapasitor pada perhitungan dan simulasi memiliki nilai yang identik hanya terjadi sedikit perbedaan pada beberapa angka dibelakang koma hal ini terjadi karena VGS VC1 VCz Voz Vob Vo

37

adanya pembulatan pada saat memasukkan nilai induktor maupun kapasitor pada simulasi.

Tabel 3.2 Perbandingan nilai parameter perhitungan dan simulasi

No Parameter Perhitungan Simulasi

1 IL1/Iin 2.778 A 2.778 A 2 ∆ IL1 30% 0,297 3 ILo / Io 0.151 A 0.151 A 4 ∆ ILo 30% 0,292 5 ILm 0.983 A 0.983 A 6 ∆ ILm 030% 0,292 7 VC1 50.905 V 50.887 V 8 ∆ VC1 1% 0,99% 9 VC2 185.884V 186.077 V 10 ∆ VC2 1% 0,95% 11 VCob 143.962V 143.967 V 12 ∆ VCob 1% 0,96% 13 VCoz 186.114V 186.077 V 14 ∆ VCoz 1% 0,96% 15 Vo 330.077 V 330.044 V 3.3 Implementasi

Setelah hasil simulasi sudah sesuai dengan teori maka langkah selanjutnya adalah implementasi rangkaian. Implementasi dilakukan untuk mengetahui kinerja konverter DC-DC rasio tinggi berbasi integrated quadratic boost zet ketika alat difungsikan dengan menggunakan komponen yang tersedia di pasaran.

Tahap pertama yaitu pembuatan sinyal input MOSFET berupa PWM beserta drivernya. Untuk menghasilkan sinyal PWM digunakan PWM microcontroller Arduino Uno dengan supply tegangan 12 V yang bisa menghasilkan sinyal PWM dengan output 5 V peak to peak dan frekuensi 50kHz. Sinyal PWM dimasukkan ke LCD 16X2 untuk menampilkan duty cycle dari PWM, dimana duty cycle dari sinyal PWM

38

bisa diatur dengan resistor variable multi turn untuk memperoleh hasil yang lebih teliti. Rangkaian optocopler driver MOSFET diperlukan untuk memperbesar tegangan agar bisa mengatur kerja MOSFET. Tabel 3.4 menunjukkan kapasitas komponen yang digunakan. Besar nilai kapasitas komponen hasil perhitungan disesuaikan dengan komponen yang tersedia di Laboratorum dan dipasaran dengan mengambil nilai lebih besar dari perhitungan untuk menjaga agar nilai ripple tegangan dan ripple arus tidak melebihi desain.

Tabel 3. 3 Spesifikasi Komponen Rangkaian Konverter

No Komponen Desain Awal _{/Simulasi implementasi} Nilai

1 Induktor L1 279,07 µH 294,5 µH

2 Induktor Kopel

L11 2,24 mH 2,844 mH

Lm 2,24 mH 2,836 mH

L22 Tidak bisa dihitung 9,298 mH

Lk / L12 - 8,18 µH 3 Lo 28,9 mH 32 mH 4 N (Penguatan tegangan) 2 1,82 5 Kapasitor C1 24,96 µF / 51 V 33 µF / 160 V 6 Kapasitor C2 1.055 µF / 186 V 2,2 µF / 250 V 7 Kapasitor Cob 1.36 µF / 143,6 V 2,2 µF / 250 V 8 Kapasitor Coz 61,2 nF / 186 V 1 µF / 250 V

9 Dioda Ideal MUR 1560

10 MOSFET Ideal IRFP460

11 Driver MOSFET - TLP250

Besar nilai kapasitor implementasi tidak bisa sama dengan perhitungan karena disesuaikan dengan komponen yang tersedia di Laboratorum maupun di pasaran dengan mengambil nilai lebih besar dari perhitungan untuk menjaga agar nilai ripple tegangan tidak melebihi

39

desain. Nilai induktor dibuat sendiri dengan menggunakan inti FERIT ETD dan inti toroida. Berikut adalah rincian pembuatan masing-masing induktor:

1. L1 (Induktor input) :

- Inti yang digunakan berupa FERIT ETD dengan ukuran kawat tembaga AWG 0,5 mm yang dirangkai 10 split mampu menahan arus sebesar 5,7 A [5].

- Perancangan kapasitas arus pada kawat berdasar pada nilai arus induktor maksimal dikalikan 1,5 kali. Nilai kapsitas asrus dibuat lebih untuk menjaga jika terjadi spike gelombang.

2. Induktor Kopel :

- Induktor kopel dirancang memiliki nilai penguatan sebesar 2 dengan belitan primer sebesar 24, belitan sekunder sebanyak 48 namun karena terdapat induktor bocor pada induktor kopel Lk =

8,18µH, sehingga nilai penguatan tegangan tidak sama dengan nilai perbandingan belitan. Dari hasil perhitungan dengan persamaan (2.30) nilai penguatan tegangan sebesar 1,81 hal ini sesuai dengan pengukuran penguatan tegangan dengan input function generator dan dilihat dengan oscilloscope dimana perbandingan tegangan rms sekunder dan primer bernilai 1,82.(Primer=51,4 V, Sekunder=94 V).

- Induktor kopel dirangkai dengan meggunakan inti FERIT ETD 49. Belitan primer menggunakan kawat AWG 0,45mm dirangkai 5 split sehingga kapasitas arus sebesar 2,5 A, sementara belitan sekunder dirangkai degan kawat AWG 0,45mm dirangkai 3 split sehingga mampu menahan arus hingga 1,5 A.

3. Induktor Output :

- Induktor output dirangkai dengan menggunakan inti FERIT ETD 49 dengan 1 kawat AWG 0,5 mm sehingga mampu menahan arus sampai 0,57 A

Dioda yang digunakan adalah dioda MUR1560 yang memiliki kemampuan blocking voltage hingga 600 V. MOSFET yang digunakan adalah IRFP460 dengan kemampuan menghantarkan arus mencapai 20 A dan tegangan drain-source maksimum sebesar 500 V. Driver MOSFET

40

menggunakan TLP 250 yang membutuhkan input ±30 Volt sehingga untuk menyuplai tegangan pada driver dibtutuhkan power supply. Input driver MOSFET dipilih sebesar 18 Volt. Gambar 3.5 menunjukkan rangkaian implementasi konverter DC-DC rasio tinggi berbasis integrated quadratic boost zeta. Dari gambar tersebut terdapat 5 bagian utama yaitu power supply untuk menyuplai driver MOSFET dan KIPAS, PWM dan LCD, rangkaian utama, Beban, dan induktor.

Beban Induktor & Kopel Induktor Rangkaian Utama PWM & LCD Power Supply

Gambar 3.5 Implementasi konverter DC-DC rasio tinggi berbasis integrated quadratic boost zeta

41

BAB 4

PENGUJIAN DAN ANALISIS DATA

Pada bab ini akan dibahas mengenai pengujian dan analisis data hasil desain dan implementasi konverter DC-DC rasio tinggi dengan berbasis integrated quadratic boost zeta. Pengujian yang dilakukan diantaranya adalah pengujian sinyal PWM dan pensakelaran, pengujian arus induktor dan tegangan kapasitor, pengujian rasio konversi, efisiensi, tegangan output konstan dan pengujian menggunakan modul photovoltaic sebagai sumber tegangan input konverter.

Sumber DC (Photovoltaic atau Power Supply DC) Beban Resistor Driver MOSFET TLP 250 PWM, Mikrokontroler Arduino Uno Konverter DC-DC Integrated Quadtratic Boost Zeta

Resistor Variabel

Vin Vout

Pin Pout

42

Gambar 4.1 diatas menunjukkan blok diagram pengujian dari keseluruhan sistem yang meliputi, sumber tegangan DC, PWM, driver MOSFET dan beban.PWM Arduino memiliki resistor variabel untuk mengatur nilai dari duty cycle keluaran dari PWM. Pada pengujian bentuk gelombang akan dibandingkan bentuk gelombang dari kaki MOSFET dengan bentuk gelombang dioda , induktor dan kapasitor dengan mengatur nilai duty cycle sebagai pembanding. Pada pengujian rasio konversi dibandingkan antara tegangan output dan tegangan input konverter dengan mengatur duty cycle sementara itu pada pengujian efsiensi dibandingkan daya output dengan daya input dengan mengatur beban sebagai pembanding.

4.1 Pengujian Sinyal PWM dan Pensaklaran

Untuk menguji apaka