시비율 피드포워드

2.2 제안하는 능동 출력 필터

2.2.2 시비율 피드포워드

제안하는 방식에서 출력 전압 리플을 최소화하기 위해서는 능동 출력 필터의 전류, iA가 메인 출력 컨버터의 출력 필터 인덕터 전류, iLF를 최대한 정확히 추종하여야 한다. 일반적으로 전류를 빠르고 정확하게 추종하기 위해서는 전류 제어가 필수적이다. 그러나 전류 제어를 위해서는 전류 센서가 있어야 하고 이는 결국 가격 증가를 야기한다. 따라서 제안한 방식의 이점을 극대화하기 위해서는 전류 제어 없는 리플 전류 추종이 필요하다. 하지만 전압 피드백 제어를 통해서 리플 성분을 제거할 경우 유한한 제어 이득과 제어 대역폭으로 인해 충분한 추종 성능을 얻지 못할 가능성이 크다. 출력 전압에 대한 피드백 제어만을 통해 메인 컨버터에 의해 발생하는 스위칭 리플을 충분히 저감하기 위해서는 능동 출력

필터의 제어 대역폭이 최소 메인 컨버터 스위칭 주파수의 10배 이상이

되어야 하고 이를 위해서는 능동 출력 필터의 스위칭 주파수가 메인 컨버터 스위칭 주파수의 100배 이상이 되어야 하므로 일반적인 설계 조건에서 구현하기에는 한계가 있다. 따라서 본 연구에서는 전압 피드백 제어의 한계를 극복하고 가격 저감을 달성할 수 있는 시비율 피드포워드 기법을 제안하고 적용하였다.

제안하는 시비율 피드포워드 기법은 다음과 같은 과정을 통해서 이루어진다. 메인 컨버터의 출력 필터 전류, iLF의 기울기는 메인 컨버터의

스위치 ON/OFF 상태에 따라 두 가지 상태로 다음 식 (2.3)과 같이

정해진다.

35

( )

( ).

IN S P O

LF F

O F

V N N V

Forward SW ON di L

V

dt Forward SW OFF

L

  

 

 



(2.3)

따라서 iA의 한 스위칭 주기 동안의 평균 전류인 <iA>의 기울기가 메인

컨버터의 스위치가 ON인 동안 ^{IN S P O}

F

V N N V L

  와 같고 OFF인 동안

O F

V

L 와 같으면 가장 이상적으로 리플 전류를 상쇄할 수 있다. 즉, 그림

2.6(b)와 같이 능동 출력 필터가 동작하기 위해서는 다음 식 (2.4)~식

(2.8)의 조건을 만족해야 한다.

LF A ,

di d i

dt dt

    (2.4)

_ ( ),

O A ON A

IN S P O

F A

V D V

V N N V

Forward SW ON

L L

    (2.5)

_ ^{A IN S P O O} ( ),

A ON

F A A

V N N V V

D L Forward SW ON

L V V

 

   (2.6)

_ ( ),

O A OFF A

O

F A

V D V

V Forward SW OFF

L L

    (2.7)

_ ^{O A O} ( ).

A OFF

A F A

V L V

D Forward SW OFF

V L V

   (2.8)

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여기서 DA_ON, DA_OFF는 각각 포워드 컨버터의 스위치 ON/OFF 시 iLF를

<iA>가 이상적으로 추종하기 위한 능동 출력 필터의 시비율을 뜻한다. 식

(2.6)과 식 (2.8)에서 ^O

A

V

V 가 능동 출력 필터의 정상 상태 시비율인 DA와 같으므로 실질적으로 메인 컨버터의 스위치가 ON인 구간에는 능동 출력

필터의 시비율을 ^{A IN S P O}

F A

V N N V L

L V

 

만큼 증가시켜주고 스위치가 OFF인

구간에는 ^{A O}

F A

V L

L V 만큼 증가시키면 iLF의 스위칭 리플을 이상적으로

추종하게 된다. 그러나 이를 메인 컨버터 스위치의 ON/OFF 신호를 기반으로 구현하려면 opto-coupler와 같은 절연형 신호 전달기 소자가 있어야 하는 등의 문제가 있다. 무엇보다 메인 컨버터의 스위칭 신호를 이용한 방법은 메인 컨버터의 변압기 누설 인덕터 성분에 의해 발생하는 지연과 기타 저항 성분에 의한 전압 강하, 입력 전압, VIN의 변동 등을

V vO

LF

Llk

NP : NS

VIN

CO iO

V

vRec

그림 2.8 변압기의 누설 인덕터를 포함한 포워드컨버터.

37 Main

Converter

Load

AOF

Voltage Source (Capacitor)

Feedback Controller

Feedback&

Feedforward Controller LF

CO

vO V

vA V

(a)

V

vO

EA

KFF_DA

VO_REF

VA_REF

vA

EA

vO V vA

CA

LF LA

NP : NS

vIN

VO Controller

VA Controller

CO iO

(b)

그림 2.9 시비율 피드 포워드를 포함한 제안하는 시스템,

(a) 제어 구조도, (b) 회로구성.

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반영하지 못한다는 문제가 있다. 일반적으로 포워드 컨버터에는 그림

2.8의 Llk와 같은 누설인덕터 성분을 포함하게 된다.

이로 인해 메인 컨버터의 스위치가 ON이 되는 순간 vRec가 VINNS/NP가 되는 데까지 시지연이 발생하게 된다. 또한, 인덕터의 기생 저항 성분과 다이오드의 도통 전압 강하, 입력 전압 VIN의 변동 등에 의해 vRec가 설계한 값과 달라질 수 있는데 미리 정해진 시비율 피드포워드로는 이를 반영할 수 없다. 따라서 본 연구에서는 이를 극복하기 위해 메인 컨버터의

2차단의 정류된 전압 vRec를 이용하여 그림 2.9와 같은 시비율 피드포워드

기법을 구성하였다. 메인 컨버터의 스위치 상태를 바탕으로 시비율 피드포워드를 해주는 대신 변압기 2차단의 정류된 전압 vRec를 검출하여 제안한 시비율 피드포워드 기법을 구현하였다. 이를 적용하면 시비율 피드포워드가 포함된 제안하는 제어 전략은 그림 2.9(a)와 같아지고 이를

구성하기 위한 하드웨어 구조는 그림 2.9(b)와 같아진다. 여기서 vRec의

검출 이득 KFF_DA는 식 (2.6)와 식 (2.8)의 차이인 다음 식 (2.9)을 통해 식

(2.10)과 같이 구할 수 있다.

_ _ ^{A Rec},

A ON A OFF

A F

D D L v

    V L (2.9)

_ ^A .

FF DA

A F

K L

 V L (2.10)

시비율 피드포워드가 포함된 vO에 대한 제어는 vO에 대한 전압 피드백 제어와 시비율 피드포워드의 합이 최종 제어 전압이 된다. KFF_DA가 음수이므로 두 값의 차를 구현하기 위해 다음 그림 2.10과 같은 OP-

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Amp를 이용한 감산기를 적용하였다. 이와 같은 구조에서 각각의 전압은

다음 식 (2.11)과같다.

3 4 1 3

3 1 2

1 2 4 1

R R R R

V V V

R R R R

   

       (2.11)

R1=R2=R3=R4이면 V3는 다음 식 (2.12)와 같다.

3 1 2

V   V V (2.12)

이를 통해 제안한 방식은 전류 센서 없이 하나의 OP-Amp만을 추가해서 스위칭 전류 리플을 효과적으로 상쇄할 수 있게 된다.

R1

R2

R4

R3

V1

V2

V3

그림 2.10 OP-Amp 감산기.

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