본 절에서는 위에서 분석하여 정리한 내용을 바탕으로 제안한 컨버터를 구성하는 소자 값들을 어떻게 설계하고 소자들을 어떤 기준으로 선정할 지에 대해 설명한다.
3.5.1 변압기 권선비
제안한 컨버터는 변압기가 3차로 구성되어 있다. 이 변압기의 권선비는 1차측과 2차측의 권선비, 1차측과 3차측의 권선비를 정하는
것으로 결정할 수 있다. 이때 2차측과 3차측은 메인 스위치와 보조 스위치의 상보적인 동작으로 인해 서로 영향을 미치지 않기 때문에 2차측과 3차측의 권선비까지 고려하지 않아도 된다.
1차측과 2차측의 권선비는 시비율과 함께 입력과 출력의 전압비를 결정하는 중요한 요소가 된다. 일반적인 포워드 컨버터의 전압비
M
은 식 (3.49)과 같이 나타난다.2
1 O
g
V N
M D
V N
(3.49)
제안된 컨버터도 기본적으로 일반 포워드 컨버터의 전압비
M
을 따르게 되는데, 본 논문에서는 3 대 1의 권선비를 설정하였다.변압기의 1차측과 3차측의 권선비는 보조 스위치 전압 내압과 관련 있다. 3.2절에서 나타난 보조 스위치의 내압 DC 값은 식 (3.26)과 같고, 식에서 나타난 것과 같이 시비율에 영향을 받는다. 본 논문의 주안점 중 하나인 넓은 시비율 동작을 위해 낮은 스위치 내압이 필요하므로 1차측과 3차측 권선비를 3대 1로 정하였다. 위와 같이 제안된 토폴로지에서 변압기 권선비는 입력과 출력의 전압비, 필요한 시비율 범위, 선정한 스위치 내압을 바탕으로 설계할 수 있다.
3.5.2 누설인덕턴스
앞의 3.2.2항에서 스위치 소자에 나타나는 전압 공진 피크에 대해 분석하였다. 그 분석에 따라 따라
i
Llk(t
5)
에 의해v
Cs1(t)
와v
Cs2(t)
가 불필요한 피크를 가지지 않도록L
lk 를 설계해야 한다.v
Cs1(t)
와v
Cs2(t)
의 최댓값이V
stress_DC(main)을 넘지 않도록 부등식을 세우면 필요한L
lk 범위를 다음과 같이 알 수 있다.
2
2 2
1
2
1 1
2
g e q
l k
g
S O
m
V D D C
L
V N
D D T D I
L N
(3.50)
3.5.3 자화인덕턴스
변압기의 자화 인덕턴스는 3.4절에서 분석한 영전압 스위칭 조건을 통해 선정할 수 있다. 이때, 식 (3.46)를 통해 자화 인덕턴스 값이 작을 수록 영전압 스위칭에 유리하다는 것을 알 수 있지만, 식 (3.37)을 통해 알 수 있듯이 자화 인덕턴스가 클 수록
i
Lm,RMS 값이 작아져서 변압기에서 발생하는 자화 손실이 작아진다는 것을 알 수 있다.3.5.4 출력인덕턴스
출력 인덕턴스 값은 연속 전류 모드와 불연속 전류 모드를 구분 짓는 중요한 요소로서, 작은 값을 가질 수록 출력 전류의 변동폭이 작아져서 실효값이 작아지고, 피크 값이 줄어들어 2차단 다이오드 소자 선정에도 유리하다. 하지만 그 값이 너무 커지게 되면 인덕터 자체의 크기가 너무 커져서 좋지 않고, 영전압 스위칭 조건에 다소 불리해진다. 영전압 스위칭 조건 식 (3.46)에서, 출력 인덕턴스
L
out 이 커지게 되면 위의 식 (3.39)에서 나타나는I
Lout_min값이 커지게 되어 영전압 스위칭 조건을 만족시키기 위한 자화 인덕턴스L
m 결정 범위가 좁아지는 것을 알 수 있다.연속 전류 모드와 불연속 전류 모드를 구분 짓는 기준은 식
(3.39)에서
I
Lout_min 이 0 이상이 되는 범위인 식 (3.43)을 기준으로 삼을 수 있다.2
1
1
o u t 2 g O S
O
L N V V D T
I N
(3.51)
3.5.5 클램핑 커패시터
앞의 가정 1에서
V
Cc가 일정한 전압으로 유지 될 정도로 클램핑 커패시터Cc
는 큰 값을 갖는다고 가정했다. 이 가정에 부합하는Cc
를 선택해야 한하는데, 클램핑 커패시터의 값이 클수록V
Cc는 일정한 값을 유지하게 된다. 하지만Cc
가 커질수록 과도 응답에 제한이 생긴다.컨버터의 공진 회로에서 Right Half Plane Zero가 생겨 시스템 전달함수의 크기와 위상 곡선에 큰 영향을 주기 때문이다. 이에 과도응답 특성과
V
Cc 값 안정성을 기준으로 클램핑 커패시터 값을 정하게 된다. 본 논문에서는 공진 네트워크에서 공진이 발생하는 구간인 스위치 오프 구간 (1-D
min) 보다 20배 정도 길게 설계하여 결정하였다. m in 2
1 0 1 1
2
S C
m
D T
C
L
(3.52)
3.5.6 출력인덕터 전류모드선택
본 논문에서는 제안한 컨버터 설계에 있어서 입력 전압과 출력 전류의 모든 동작 범위에 대해 동일한 출력 인덕터 전류 모드를 선정하여 설계하지 않고 경부하에서는 불연속 전류 모드로, 중부하에서는 연속 전류 모드로 동작하도록 컨버터를 설계하였다.
이는 연속 전류 모드와 불연속 전류 모드의 장점을 골고루 취하기 위한 것으로, 불연속 전류 모드에서는 보다 작은
L
out 값을 가지게 되어I
Lout_max 값은 더욱 커지고I
Lout_min 값은 0이 되어 더욱 큰L
m으로도 주 스위치와 보조 스위치가 영전압 스위칭이 가능하게 된다. 이때 큰L
m은 자화 인덕터 전류
i
Lm의 실효값을 줄여주어 코어 손실을 절감하는 효과가 있다. 또한 연속 전류 모드에서는 시비율이 부하에 의존하지 않아 변압기가 부하에 상관 없이 같은 시비율로 입력 전압이 걸려 낮은 부하에서도i
Lm_RMS 값이 중부하에서와 같다. 하지만 불연속 전류 모드에서는 시비율이 부하에 의존하여 부하가 낮을수록 낮은 시비율로 동작하게 되어i
Lm_RMS 값이 더욱 줄어드는 효과가 있다.반면에 불연속 전류 모드에서는 출력 인덕터
L
out이 작아 중부하에서는 출력 인덕터 전류 최댓값이 매우 커져 소자가 감당해야 하는 부담이 커지게 된다. 이에 중부하에서는 연속 전류 모드로 동작하게 되면 출력 인덕터 전류 최댓값이 줄어들게 되는 장점을 얻을 수 있다. 이에 따라 출력 인덕터L
out 설계 시, 중간 부하 전류인 3 A를 기준으로 연속 전류 모드와 불연속 전류 모드로 각각 동작할 수 있도록 그 값을 정하였다.아래 표는 위의 설계 가이드라인을 통해 설계한 컨버터의 제원이다.
표 3.1 설계한컨버터 제원
입력전압 250~380 V 자화 인덕턴스 200 uH
출력전압 48 V 누설 인덕턴스 1 uH
정격전력 240 W 출력 인덕턴스 20 uH
동작주파수 300 kHz 클램핑 커패시터 470 nF
권선비 3 : 1 : 1 출력 커패시터 330 uF
제 4 장 모의 실험 및 실험 결과
제 4장에서는 본 논문에서 제안한 토폴로지의 검증을 위해 모의 실험과 프로토타입 컨버터의 실험을 통해 동작을 확인하였다. 실험을 통해 영전압 스위칭 동작의 여부와 시비율 개선, 경부하 효율 개선 등을 확인한다.