제안한 컨버터의 동작을 확인하기 위해 입력 전압 380 V와 250 V, 부하 60 W와 240 W의 조합 네 가지 경우에 대해 실험을 진행하였고, 핵심 파형은 아래와 같다.
그림 4.3 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])
그림 4.4 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=240 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div])
그림 4.5 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: iLout [10 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div])
그림 4.3과 그림 4.4, 그림 4.5는 240 W 부하에 대해 실험한 파형이다. 대부분의 파형이 모의실험 파형과 같은 모양을 보이는 것을
확인할 수 있다. 그림 4.3과 그림 4.4의 파형에서 볼 수 있듯이 보조 스위치 S3는 확실히 영전압 스위칭을 하지만 주 스위치는 다소 불완전한 영전압 스위칭을 하는 것을 볼 수 있다. 이는 자화 인덕턴스 설계에 있어, Lm 값을 영전압 스위칭을 위해서는 그 값이 작을수록 좋지만, 자화 전류로 인한 코어 손실까지 고려했을 때 총 손실이 더 적도록 설계하여 높은 부하에서 영전압 스위칭을 완전히 하지 못하는 결과를 볼 수 있다. 그 결과 그림 4.5에서 다이오드의 전압이 스위칭 노이즈로 인해 피크가 발생하는 것을 볼 수 있다. 그림 4.5의 출력 인덕터 전류를 통해 컨버터가 연속 전류 모드로 동작하는 것을 확인할 수 있다.
그림 4.6 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])
그림 4.7 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div])
그림 4.8 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: iLout [5 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div])
그림 4.6과 그림 4.7, 그림 4.8을 통해 경부하인 60 W에서의 동작파형을 확인할 수 있다. 부하가 240 W일 때와는 달리 불연속 전류 모드로 동작하는 것을 그림 4.8의 출력 인덕터 전류 파형을 통해 확인할 수 있다. 중부하인 240 W에서와는 달리, 그림 4.6과 그림 4.7을 통해 주 스위치와 보조 스위치 모두 영전압 스위칭을 완전히 하는 것을 확인할 수 있다. 누설 인덕터 전류는 중부하의 경우와 비슷한 모양을 보이는 것과 달리 그림 4.8에서 출력 인덕터 전류는 불연속 전류 모드로 인해 그 파형이 다른 것을 볼 수 있다. 이 때문에 3.2.6항에서 분석한 것과 같이 출력 인덕터 전류가 0에 도달하는 구간에서 다이오드의 기생 커패시터가 공진하는 파형을 나타낸다.
그림 4.9 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=250 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])
그림 4.10 제안한 컨버터동작 파형(Vg=250 V, Po=240 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div])
그림 4.11 제안한 컨버터 동작파형(Vg=250 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: iLout [10 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div])
그림 4.9와 그림 4.10, 그림 4.11은 입력 전압 250 V에서의 동작 파형이다. 이 경우에도 입력전압 380 V의 중부하와 마찬가지로 스위치들이 불완전한 영전압 스위칭을 하는 하는 것을 확인할 수 있다.
한편 그림 4.3에서 확인할 수 있듯이 낮은 입력전압에서도 48 V의 출력 전압의 중부하를 부담하기 위해 높은 시비율로 동작하는 것을 확인할 수 있다. 그림 4.11에서 볼 수 있듯이 연속 전류 모드로 동작한다.
그림 4.12 제안한 컨버터 동작파형(Vg=250 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20
V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])
그림 4.13 제안한 컨버터 동작파형(Vg=250 V, Po=60 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div])
그림 4.14 제안한 컨버터 동작파형(Vg=250 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20
V/div], Ch2: iLout [5 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div])
그림 4.12와 그림 4.13, 그림 4.14는 입력 전압 250 V에서 경부하인 60 W를 출력하는 동작 파형을 나타낸다. 위의 입력 전압 380 V 경부하 출력 상황에서와 마찬가지로 주 스위치와 보조 스위치 모두 완전한 영전압 스위칭을 하는 것을 확인할 수 있으며 불연속 전류 모드로 동작한다. 그림 4.14에서 출력 인덕터가 주 스위치 게이트가 온 되어 있는 구간 보다 더 많은 시간 양의 전압이 적용되는 것처럼 나타나는 데, 이는 다이오드
D
2의 전압으로 확인할 수 있듯이 컨버터가 불연속 전류 모드로 동작하여 출력 인덕터 전류가 0인 구간에서 출력 인덕터에 공진으로 인해 양의 전압이 적용되기 때문이다.제작된 프로토 타입의 실험 결과들을 통해 제안된 컨버터의 동작을 검증 할 수 있었다. 본 논문에서 주장한 것과 같이 넓은 시비율 활용이 가능한 덕분에 넓은 입력 전압과 부하에 대해 대응이 가능하다는 것을 확인할 수 있었다. 또한 앞 절의 분석과 같이 자화 인덕턴스를 통해 영전압 스위칭 동작 여부를 결정할 수 있다는 것을 확인하였고, 낮은 부하에서는 불연속 전류 모드로 동작함으로써 완전한 영전압 스위칭에 도움을 주면서 부하에 따라 낮은 시비율을 가질 수 있는 것과 중간 부하 이상에서는 연속 전류 모드로 동작함으로써 출력 인덕터 전류의 리플을 줄여 소자의 부담을 덜 수 있다는 것을 확인하였다. 입력 전압과 부하 별 시비율 변화는 아래 표 4.4에서 확인할 수 있다.
표 4.4 입력 전압과 부하 별 시비율 변화
Vg [V] Io [A] Po [W] D 382.3 0.571 26.94 0.0833 378.3 1.251 60.69 0.1667 378.2 2.553 125.7 0.2500 382.5 3.668 172.7 0.3056 378.2 4.910 232.4 0.3333 248.1 0.631 30.64 0.1806 252.2 1.270 61.93 0.3056 252.2 2.503 121.1 0.5000 248.0 3.800 186.7 0.5556 248.0 5.073 247.3 0.5833