저작자표시-비영리-변경금지 2.0 대한민국 이용자는 ... - S-Space

(1)

저작자표시-비영리-변경금지 2.0 대한민국 이용자는 아래의 조건을 따르는 경우에 한하여 자유롭게

l 이 저작물을 복제, 배포, 전송, 전시, 공연 및 방송할 수 있습니다. 다음과 같은 조건을 따라야 합니다:

l 귀하는, 이 저작물의 재이용이나 배포의 경우, 이 저작물에 적용된 이용허락조건 을 명확하게 나타내어야 합니다.

저작권법에 따른 이용자의 권리는 위의 내용에 의하여 영향을 받지 않습니다. 이것은 이용허락규약(Legal Code)을 이해하기 쉽게 요약한 것입니다.

Disclaimer

저작자표시. 귀하는 원저작자를 표시하여야 합니다.

비영리. 귀하는 이 저작물을 영리 목적으로 이용할 수 없습니다.

변경금지. 귀하는 이 저작물을 개작, 변형 또는 가공할 수 없습니다.

(2)

공학 석사 학위 논문

능동 클램프 영전압 스위칭 보조회로와 리셋 권선을 이용한

넓은 입력 전압 범위를 가지는 포워드 컨버터

Forward Converter with Reset Winding and Auxiliary Active-Clamp Zero Voltage Switching Circuit for Wide Input Voltage

Range

2015 년 12 월

서울대학교 대학원 전기·정보공학부

이 경 준

(3)

능동 클램프 영전압 스위칭 보조회로와 리셋 권선을 이용한

넓은 입력 전압 범위를 가지는 포워드 컨버터

지도 교수 조 보 형

이 논문을 공학 석사 학위논문으로 제출함 2016 년 2 월

서울대학교 대학원 전기·정보공학부

이 경 준

이경준의 공학 석사 학위논문을 인준함 2016 년 2 월

위 원 장 설 승 기

부위원장 조 보 형

(4)

초 록

지속적인 인터넷 사용량 증가와 신재생 에너지에 대한 관심으로 많은 인터넷 관련 기업들이 신재생 에너지를 이용한 데이터 센터를

구축∙확장하고 그 효율을 높이는 데에 힘쓰고 있다.

이 신재생 에너지를 활용한 데이터 센터에서 활용되는 DC-DC 컨버터는 신재생 에너지원의 특성으로 인해 넓은 입력 전압 범위에서도 동작이 가능해야 한다는 점, 중부하뿐만 아니라 경부하 동작 시간 또한 많아 경부하 효율 또한 높아야 한다는 점을 만족시켜야 한다.

이에 본 논문에서는 기존에 제어의 단순함과 안정성으로 신뢰받는 포워드 컨버터 토폴로지에 주목하였다. 포워드 컨버터의 단점인 영전압 스위칭 동작 불가와 시비율 범위 제한을 해결하기 위해 변압기 리셋 권선과 능동 클램프 보조회로를 추가하였다. 또한 불연속 전류 모드로 동작 시 자화 인덕턴스 전류의 실효값이 부하에 비례하는 것을 통해 경부하에서 불연속 전류 모드로 동작하게 설계함으로써 경부하 효율을 개선하였다.

본 논문은 위의 내용에 대해 분석하고, 타당성을 검증하기 위해 모의 실험을 진행하였고, 240 W급 프로토타입 컨버터를 제작하여 실험하고 비교군 과의 대조를 통해 영전압 스위칭 동작, 시비율 제한 범위 확장, 경부하 효율 개선을 검증하였다.

주요어: 포워드 컨버터, 능동 클램프, 리셋 권선, 영전압 스위칭, 넓은 입력 전압, 경부하 효율 개선

학 번: 2014-21704

(5)

목 차

초

록

... i

제

1

장 서론

... 1

1.1 연구의 배경과 목적 ... 1

1.2 논문의 구성 ... 4

제

2

장 기존의토폴로지

... 5

2.1 능동 클램프 포워드 컨버터 ... 5

2.2 이중 스위치 포워드 컨버터 ... 6

2.2.1 동작분석 ... 7

2.2.2 시비율 제한분석 ... 8

2.3 능동 클램프 이중 스위치포워드 컨버터 ... 9

2.3.1 동작분석 ... 9

2.3.2 시비율 제한분석 ... 10

제

3

장 제안한토폴로지

... 12

3.1 동작 모드분석 ... 13

3.1.1 연속전류 모드에서의동작 분석 ... 15

3.1.2 불연속 전류모드에서의 동작분석 ... 31

3.2 정상 상태분석 ... 34

3.2.1 전압비 ... 34

3.2.2 스위치 내압 ... 35

3.2.3 출력다이오드 내압 ... 39

3.2.4 자화인덕터 전류 ... 40

(6)

3.2.5 출력인덕터 전류 ... 41

3.2.6 출력다이오드 전압 ... 41

3.3 시비율 제한 분석 ... 42

3.4 영전압 스위칭 조건 분석 ... 45

3.5 설계 지침 ... 47

3.5.1 변압기 권선비 ... 47

3.5.2 누설인덕턴스 ... 48

3.5.3 자화인덕턴스 ... 49

3.5.4 출력인덕턴스 ... 49

3.5.5 클램핑 커패시터 ... 50

3.5.6 출력인덕터 전류모드선택 ... 50

제

4

장 모의 실험 및 실험 결과 ... 52

4.1 모의 실험 ... 52

4.2 프로토 타입 실험 및결과 ... 55

4.2.1 컨버터 동작파형 ... 56

4.3 효율 ... 66

제

5

장 결론 및 향후 연구 ... 69

제

6

장 부록

... 71

참고문헌

... 72

Abstract ... 75

(7)

표 목차

표 2.1 능동 클램프포워드컨버터의 입력전압과 시비율에따른 주 스위치

와보조스위치의 내압스트레스 ... 11

표 3.1 설계한 컨버터제원 ... 51

표 4.1 연속 전류모드동작 컨버터의모의 실험 제원 ... 52

표 4.2 불연속 전류모드 동작 컨버터의 모의 실험제원 ... 55

표 4.3 제작한 프로토타입 컨버터의제원과 소자 ... 56

표 4.4 입력 전압과부하 별 시비율변화 ... 65

표 4.5 제작한 능동클램프 이중스위치포워드 컨버터의 제원 ... 66

(8)

그림 목차

그림 1.1 세계 모바일인터넷 사용량예상 그래프 [4] ... 1

그림 1.2 시간대에 따른 한 금융사이트의 접속자수 [22] ... 2

그림 2.1 능동 클램프포워드 컨버터의 회로 ... 5

그림 2.2 이중 스위치포워드 컨버터의 회로 ... 6

그림 2.3 능동 클램프이중 스위치포워드 컨버터의회로 ... 9

그림 3.1 제안한 컨버터의 회로 ... 12

그림 3.2 제안한 토폴로지의 핵심동작 파형 ... 14

그림 3.3 (a) 제안한 컨버터의모드 1의회로 (b) 모드 1 회로의등가회로 ... 17

그림 3.10 (a) 제안한 컨버터의 모드 8의회로 (b) 모드8 회로의 등가회로 .. 28

그림 3.11 (a) 제안한 컨버터의모드 9의 회로 (b) 모드 9회로의등가 회로 .. 29

그림 3.12 (a) 제안한 컨버터의모드10 회로 (b) 모드10회로의등가 회로 ... 30

그림 3.13 제안한 컨버터의불연속 전류모드동작 시핵심동작파형 ... 32

그림 3.14 (a) 제안한 컨버터의 모드 11 회로 (b) 모드 11회로의 등가회로 ... 33

그림 3.15 주스위치 드레인-소스에 걸리는전압공진 피크 ... 37

그림 3.16 정격 650 V 소자사용시 (a) 입력전압과 누설 인덕턴스에 따라, (b) 입력전압과 변압기 권선비에 따라, 동작 가능한시비율 영역 ... 43

(9)

그림 3.17 기존의 토폴로지와 제안한 토폴로지의 시비율범위 비교 ... 44

그림 3.18 연속전류 모드로 동작시, 부하전류와 자화 인덕턴스에 따른 영

전압스위치가 가능한영역 ... 46

그림 3.19 불연속 전류 모드로 동작 시, 부하전류와 자화 인덕턴스에 따른

영전압스위치가 가능한영역 ... 47 그림 4.1 제안한 컨버터의 모의실험파형-연속 전류모드 ... 53 그림 4.2 제안한 컨버터의 모의실험파형-불연속 전류모드 ... 54 그림 4.3 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])... 56 그림 4.4 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=240 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div]) ... 57 그림 4.5 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: iLout [10 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div]) ... 57 그림 4.6 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])... 58 그림 4.7 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div]) ... 59 그림 4.8 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: iLout [5 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div]) ... 59 그림 4.9 제안한 컨버터 동작 파형(Vg=250 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])... 60 그림 4.10 제안한 컨버터동작파형(Vg=250 V, Po=240 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div]) ... 61 그림 4.11 제안한컨버터 동작 파형(Vg=250 V, Po=240 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div],

(10)

Ch2: iLout [10 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div]) ... 61 그림 4.12 제안한 컨버터동작파형(Vg=250 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vgs3 [20 V/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs2 [200 V/div])... 62 그림 4.13 제안한 컨버터동작파형(Vg=250 V, Po=60 W, Ch1: Vgs3 [20 V/div], Ch2: iLlk [5 A/div], Ch3: Vcs1 [200 V/div], Ch4: Vcs3 [200 V/div]) ... 63 그림 4.14 제안한 컨버터동작파형(Vg=250 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: iLout [5 A/div], Ch3: VD1 [200 V/div], Ch4: VD2 [200 V/div]) ... 63 그림 4.15 제작한 비교군컨버터의 동작파형(Vg=380 V, Po=60 W, Ch1: Vgs1 [20 V/div], Ch2: Vcs1 [200 V/div], Ch3: Vcs3 [200 V/div], Ch4: iLlk [10 A/div]) .... 67 그림 4.16 제작한 프로토타입 컨버터의 부하 별 측정 효율 ... 68 그림 6.1 제안한 컨버터의 회로2 ... 71

(11)

제 1 장 서론

1.1 연구의 배경과 목적

최근 글로벌 인터넷 기업들이 데이터 센터 및 기업 운용에서의 신재생 에너지 사용 비율을 꾸준히 늘리고 있다[1-3]. 또한 세계 인터넷 사용량에 대한 통계를 보면, 모바일 기기를 통한 무선 인터넷 사용량이 점점 증가하고 있는 것을 볼 수 있다[4, 5]. 그림 1.1은 앞으로의 모바일 인터넷 사용량을 예측한 그래프이다.

이러한 추세를 통해 데이터 센터의 규모와 무선 통신을 위한 중계기는 꾸준히 증가할 것으로 보인다. 이에 따라 위의 사용처에서 소모되는 전력 또한 꾸준히 상승하고 있는 추세다. 따라서 화석 연료의 사용량을 줄이기 위한 신재생 에너지 보급에 부합하기 위해 높은 효율과 신뢰성을 가진 에너지 변환 장치(DC-DC 컨버터)가 필요하다.

본 논문에서는 간단한 동작과 높은 신뢰성을 가진 포워드 컨버터(Forward converter)와 이중 스위치 포워드 컨버터(Two-

그림 1.1 세계 모바일인터넷 사용량예상그래프 [4]

(12)

switch forward converter) 토폴로지에 주목하였다. 기존의 포워드 컨버터와 이중 스위치 포워드 컨버터는 하드 스위칭[6-14]으로 인해 스위칭 손실이 크다. 이에 기존의 토폴로지에 능동 클램프 보조회로를 적용하여 영전압 스위칭 동작을 가능하게 하는 연구가 진행되었다[13, 15]. 이 연구들은 능동 클램프 보조 회로를 통해 리셋 문제를 해결하였지만 능동 클램프의 보조 스위치에 적용되는 내압이 높게 걸리는 문제가 생긴다. 특히 단일 스위치로 동작하는 포워드 컨버터 토폴로지의 경우에는 주 스위치에도 오프 시 큰 전압 내압이 걸리게 되어 입력전압 380 V인 적용분야에서는 흔히 쓰이는 650 V 소자를 사용하기 어려워진다.

한편 이중 스위치 포워드 컨버터 또한 보조 스위치에 걸리는 전압 내압이 크게 걸려 범용적인 650 V 소자를 쓰기 위해서 시비율을 0.4 이하로 제한하거나, 높은 내압에 견디는 소자를 주 스위치와는 따로 선정해야 하는 한계가 존재한다.

본 논문에서는 이에 대한 문제를 해결하여 신재생 에너지를 활용한 데이터 센터에 보다 적합하게 적용될 수 있는 토폴로지 연구를

그림 1.2 시간대에 따른 한금융사이트의 접속자수 [22]

(13)

진행하였고, 그 분석과 결과를 서술하였다.

제안한 토폴로지는 기존의 포워드 컨버터의 주 스위치를 두 개를 직렬로 사용하며 변압기에 3차 권선과 능동 클램프 보조 회로를 추가하는 것으로 위의 문제들을 해결하였다. 주 스위치의 배치가 이중 스위치 포워드 컨버터와 비슷하지만 변압기 리셋을 위한 다이오드가 없이 리셋 권선과 능동 클램프 보조회로를 통해 변압기를 리셋 한다는 차이가 있다.

제안한 토폴로지는 능동 클램프 보조회로를 통해 영전압 스위칭이 가능하게 되고, 3차 권선비를 통해 보조 스위치에 적용되는 전압 내압을 조정하여 동작 가능한 시비율 범위가 넓어짐으로써, 제안한 컨버터는 보다 높은 효율로 넓은 입력 전압과 부하 범위를 부담할 수 있게 되었다. PV 등의 신재생 에너지를 이용한 시스템에서 전력 소스의 출력 범위가 매우 넓기 때문에 효과적인 운용을 위해서 DC-DC 컨버터는 넓은 입력 전압 범위에서 동작 가능 여부가 필수적이라고 할 수 있다.

또한 불연속 전류 모드로 동작할 경우 시비율이 부하에 의존하여 낮은 부하에서 낮은 시비율을 갖게 된다. 낮은 시비율은 자화 인덕터 전류의 실효값을 낮추어 낮은 코어 손실을 얻을 수 있도록 해준다. 이를 통해 제안한 컨버터는 보다 높은 경부하 효율을 가진다는 장점이 있다.

이는 많은 경우의 기지국과 데이터 센터의 컨버터가 중부하를 정격 전력으로 설계되지만, 그림 1.2와 같이 상당 부분의 시간을 중간부하 내지 경부하에서 동작한다는 점[18]에서 주요한 장점이라고 볼 수 있다.

(14)

1.2 논문의 구성

본 논문의 총 다섯 개의 장으로 구성되어있다.

제 2장에서는 제안한 토폴로지의 기본 토폴로지인 이중 스위치

포워드 컨버터와 능동 클램프 이중 스위치 포워드 컨버터를 소개하고 그 한계점을 제시한다.

제 3장에서는 제안한 토폴로지의 동작 모드 분석 및 소자 전압 및

전류 분석을 서술하고 설계 지침을 제시한다.

제 4장에서는 제안한 토폴로지의 모의 실험 결과 및 제작한

프로토타입 컨버터 실험 결과를 통해 성능을 확인한다.

제 5장에서는 연구 내용을 요약 정리하고 결론 및 향후 연구로 끝을

맺는다.

(15)

제 2 장 기존의 토폴로지

본 장에서는 제안한 토폴로지의 적용 환경과 유사한 분야에서 사용되는 기존의 토폴로지에 대해 소개한다.

2.1 능동 클램프 포워드 컨버터

능동 클램프 포워드 컨버터는 간단한 회로 구성과 동작을 통해 높은 신뢰성을 가져 많은 분야에 적용되고 있다. 기존의 하드 스위칭 토폴로 지인 포워드 컨버터에 능동 클램프 보조회로를 추가하는 것으로 영전압 스위칭이 가능해졌으며, 능동 클램프 커패시터의 전압을 이용하여 변압 기 리셋동작을 한다.

이 토폴로지는 다양한 분야에 적용되지만 입력 전압이 높아질 경우 스위치에 높은 전압의 내압이 걸려 소자 선정에 제한이 생긴다는 단점

이 있다. 이러한 특징은 입력 전압이 넓은 범위를 가지며 통상 380 V인

그림 2.1 능동클램프 포워드컨버터의 회로

(16)

신재생 에너지 기반 DC 데이터센터의 DC-DC 컨버터로 활용되기 어렵 다.

능동 클램프 포워드 컨버터의 주 스위치 내압은 아래의 식 (2.1)와 같 다.

, m a x ( 1 )

m i n

1

g s t r e e s S

V V

D

  (2.1)

위에서 나타난 식을 바탕으로, 소자의 선택 폭이 넓고 흔히 사용하는

정격 전압 650 V를 사용하게 되면 시비율이 0.4 이하로 제한되어 제안한

적용 분야에 활용하기 어렵다.

2.2 이중 스위치 포워드 컨버터

이중 스위치 포워드 컨버터 또한 간단한 회로 구성과 동작을 통해 높

그림 2.2 이중스위치 포워드컨버터의 회로

(17)

은 신뢰성이 요구되는 곳에 널리 사용되는 컨버터이다. 영전압 스위칭 동작을 하지 않음에도 불구하고 많은 장점을 보유하여 ATX 파워 서플

라이/실버 박스(150 W to 750 W) 등에 널리 쓰이고 있다[6, 19-27].

이중 스위치 포워드 컨버터는 ‘Shoot-though’의 염려가 없어 스위칭 타이밍에 대해 덜 까다롭다는 점, 스위치 내압이 입력 전압

V

g

로 제한된다는 점, 넓은 범위의 부하 조건에도 단순하게 제어 가능하다는 점 등의 장점을 가지고 있다.

단점으로는 영전압 스위칭이 되지 않아 스위칭 주파수를 높이는 데에 한계가 있고, 단일 컨버터로 동작하기 위해서는 큰 변압기와 출력 인덕터가 필요하다는 점, 스위치가 받는 내압과 같은 내압을 다이오드가 받게 되어 소자 선정의 폭이 좁아진다는 점 등의 단점이 있다.

2.2.1 동작분석

이중 스위치 포워드 컨버터는 두 개의 주 스위치가 동시에 온-오프 된다. 스위치가 켜져 있을 때 전력이 출력단으로 전달되고, 스위치가 꺼져 있을 때 다이오드를 통해 자화 인덕턴스에 음의 입력전압이 걸려 변압기가 리셋 되는 원리로 동작한다.

이중 스위치 포워드 컨버터의 전압비

M

은 시비율을

D

라고 한다면 식 (2.2)과 같다. 두 스위치에 걸리는 전압 내압은 입력 전압

V

g가 된다.

2

1

N

M D

N

 (2.2)

(18)

2.2.2 시비율 제한분석

이중 스위치 포워드 컨버터의 시비율은 변압기 리셋 조건에 의해 제한된다. 변압기의 리셋 조건은 자화 인덕턴스에 적용되는 전압과 시간을 통해 vol-sec 균형을 따져서 정할 수 있다. 이중 스위치 포워드 컨버터의 자화 인덕턴스는 스위치 온 구간에서 입력 전압

V

g가 적용되어 충전되고, 스위치 오프 구간에서도 음의 입력 전압 –

V

g가 적용되어 방전하게 된다. 때문에 한 주기 내에서 자화 인덕턴스의 충전 구간이 방전 구간보다 길어지면 포화가 일어나게 된다. 따라서 이중 스위치 포워드 컨버터의 시비율

D

는 0.5 이하로 제한 되게 된다.

한편 이중 스위치 포워드 컨버터의 시비율 범위가 작으면, 전류 스트레스가 커져서 컨버터의 도통 손실이 증가하게 되고 출력 인덕터

L

out의 크기가 커져야 한다.

(19)

2.3 능동 클램프 이중 스위치 포워드 컨버터

이중 스위치 포워드 컨버터가 영전압 스위칭이 되지 않는 제약이 있다. 이에 능동 클램프 이중 스위치 포워드 컨버터는 두 개의 주 스위치 사이에 능동 클램프 보조회로를 추가하여 영전압 스위칭 동작이 가능하도록 한 것이 능동 클램프 이중 스위치 포워드 컨버터이다[13, 15]. 본 논문에서는 제안한 컨버터의 동작 검증을 위해 같은 환경에서 동작 가능한 이 토폴로지를 비교군으로 삼았다.

2.3.1 동작분석

능동 클램프 보조회로를 통해 주 스위치가 오프 되어 있는 구간에서 변압기를 리셋하고, 보조 스위치가 오프 되면서 변압기의 누설 인덕턴스가 주 스위치의 기생 커패시터와 공진하며 영전압 스위칭이

그림 2.3 능동 클램프이중 스위치포워드 컨버터의회로

(20)

가능해진다. 이때 컨버터의 시비율은 식 (2.2)와 같고, 클램핑 커패시터의 내압은 식 (2.3)와 같으며, 주 스위치와 보조 스위치에 걸리는 내압은 각각 식 (2.4), 식 (2.5)로 나타난다.

C c 1 g

V D V

D

  (2.3)

1 _ ( ) 2 _ ( )

S s tr e s s m a in S s tr e s s m a in g

V  V  V (2.4)

3 _ ( a u x )

S s tr e s s g C c

V V V (2.5)

2.3.2 시비율 제한분석

능동 클램프 이중 스위치 포워드 컨버터는 능동 클램프 보조 회로의 추가 덕분에 변압기의 자화 인덕턴스 리셋 문제에서는 자유로워 졌다.

하지만 추가된 능동 클램프 보조회로로 인해 스위치 소자들이 받는 내압 스트레스가 커져 높은 입력 전압에서 사용 시 소자 선정에 제한이 생긴다. 위의 식 (2.3), 식 (2.4), 식 (2.5)를 통해 스위치 소자들에 걸리는 내압을 시비율에 따라 정리하면 아래의 표 2.1과 같다.

아래의 표에서 나타난 것처럼, 입력 전압 380 V 용도에서 컨버터의 스위치를 상용에서 많이 쓰이는 정격 650 V의 소자로 사용할 경우 시비율은 0.4 이하로 제한되게 된다. 따라서 보조 스위치의 경우 주 스위치와는 다른 종류의 소자를 추가로 선정해야 한다는 단점이 있다.

이러한 제한은 컨버터가 넓은 입력 전압 범위에 대해 대응하지 못하게 하는 한계를 가져온다.

(21)

표 2.1 능동 클램프포워드 컨버터의 입력전압과 시비율에 따른 주스 위치와보조 스위치의 내압 스트레스

V

g

=380 V V

g

=48 V

D V

stress_main

[V] V

stress _aux

[V] V

stress_main

[V] V

stress _aux

[V]

0.1 380 422.2 48 53.3

0.2 380 475.0 48 60.0

0.3 380 542.9 48 68.6

0.4 380 633.3 48 80.0

0.5 380 760.0 48 96.0

0.6 380 950.0 48 120.0

0.7 380 1266.7 48 160.0

0.8 380 1900.0 48 240.0

0.9 380 3800.0 48 480.0

(22)

제 3 장 제안한 토폴로지

본 장에서는 본 논문에서 제안하는 능동 클램프 보조회로와 리셋 권선을 이용한 포워드 컨버터를 소개하고 동작을 분석하여 설계 지침을 제시한다.

그림 3.1은 제안한 토폴로지의 회로를 나타낸 것이다. 본 토폴로지는 기존의 포워드 컨버터와 마찬가지로 주 스위치인

S

1과

S

2가 동시에 온- 오프 동작 하면서 전력을 1차단에서 2차단으로 전송하고, 보조 스위치인

S

3가 주 스위치와 상보적으로 동작하며 변압기의 자화 인덕턴스

L

m을 리셋 시켜준다. 이때 주 스위치와 보조 스위치가 온- 오프 동작 하는 사이에 dead time이 존재하는데, 이때 공진 요소들 간에 공진이 일어나 영전압 스위칭 조건을 달성하게 된다. 이때 제안한

그림 3.1 제안한 컨버터의 회로

(23)

토폴로지는 그림 3.1의 회로처럼 두 개의 주 스위치 사이에 변압기의 1차단이 위치하는 것뿐만 아니라 직접 직렬로 붙여서 배치할 수 있는데, 이는 부록에서 소개한다.

또한 기존의 토폴로지에서 보조 스위치가 받는 내압 스트레스를 리셋 권선을 추가하여 권선비로 내압을 조절할 수 있어 시비율 제한의 범위를 늘렸다.

3.1 동작 모드 분석

아래 그림 3.2는 제안한 토폴로지의 핵심 파형을 도식화 한 것이다.

Dead time이 실제보다 과장되어 표현됐지만 dead time에서 일어나는 파형 변화를 자세히 나타내고자 아래와 같이 도식하였다.

본 절에서는 아래의 그림 3.2에서 도식된 파형에 근거하여 제안된 토폴로지의 모드를 분석하여 중요한 전압, 전류 요소를 도출하여 서술한다.

한편 제안한 토폴로지의 동작 모드 분석을 원활하게 하기 위해 다음과 같은 가정을 하였다.

1) 스위치 소자

S

1,

S

2,

S

3는 바디 다이오드

D

s1,

D

s2,

D

s3와 기생 커패시터

C

s1,

C

s2,

C

s3를 제외한 나머지 요소에 대해 이상적이다.

2) 스위치 소자의 기생 커패시턴스

C

s1,

C

s2,

C

s3는 모두 같다.

3) 입력 전압

V

g 와 클램핑 전압

V

Cc, 출력 전압

V

O 는 모두 일정하다.

4) 출력 인덕터 전류의

DC

값은 출력 전류

I

O와 같다.

5) 누설 인덕턴스

L

lk는 자화 인덕턴스

L

m에 비해 매우 작다.

(24)

6) 누설 인덕터

L

lk에 의해 발생하는 공진은 스위치 온-오프 구간에 효과적으로 감쇄된다.

7) 모든 스위치 소자들은 영전압 스위칭 동작을 한다.

그림 3.2 제안한 토폴로지의 핵심동작파형

(25)

3.1.1 연속전류모드에서의 동작분석

모드 1 (

t

0

~t

1)

모드 1은보조스위치

S

3가꺼지면서 시작된다.

그림 3.3의회로에서 볼수있듯이, 이모드에서는 메인스위치

S

1과

S

2

또한꺼져있다. 모드 1이시작하면서 변압기리셋 전류가 3차권선을통

(26)

해변압기에 흐른다.

보조 스위치

S

3가 꺼짐으로써 리셋 전류가 스위치

S

3의 기생 커패시터

C

s3를 통해 흘러

C

s3가 충전되게 되고, 모드 1은

v

Cs3

(t)

가

V

g

- V

Cc가 되면서 종료된다.

모드 2 (

t

1

~t

2)

모드 2는

v

Cs3

(t)

가

V

g

-V

Cc에 도달하면 시작한다. 그림 3.4의 회로에서 볼 수 있듯, 이 구간에서는 2차단 다이오드

D

1과

D

2가 교번한다. 이때 변압기에 걸리는 전압은 0이 되며

v

Cs3는

V

g

-V

Cc 로 유지된다.

1차단에서

L

lk 와

C

s1,

C

s2로 구성된 공진 경로가 나타나

v

Cs1

(t)

와

v

Cs2

(t)

,

i

Llk

(t)

는 아래와 같이 나타난다. 이때

C

s1과

C

s2는 같은 전압과 전류 값을 가지기 때문에 하나의 커패시터

C

eq

= C

s1

||C

s2로 해석한다.

    ¹

 

1 2 1 1

3

0 .5 c o s

C s C s g g C c

N

v t v t V V V t t

N

  

      

 

(3.1)

  ₁ ₁ ¹

 

₁ ₁

3

0 .5 s i n

L l k s g C c

i t C N V V t t

N

 

    (3.2)

이때,

1

l k e q

L C

  (3.3)

이다. 2차단 다이오드 교번이 끝나면서 모드 2도 종료된다.

(27)

그림 3.3 (a) 제안한 컨버터의 모드 1의회로 (b) 모드 1 회로의 등가회로

(28)

그림 3.4 (a) 제안한컨버터의 모드 2의회로 (b) 모드 2 회로의 등가 회로

(29)

모드 3 (

t

2

~t

3)

교번이 종료되면서 모드 3가 시작된다. 그림 3.5는 모드 3의 회로를 나타낸다. 가정 4)에 의해,

L

lk 와

L

m,

C

eq, 3차단에서 1차단으로 반사된 보조 스위치

S

3의 기생 커패시터

((N

3

/N

1

)

²

C

s3

)

가 공진하게 된다. 각

그림 3.5 (a) 제안한 컨버터의모드 3의회로 (b) 모드 3 회로의 등가회로

(30)

커패시터 전압과 인덕터 전류를 상태 변수로 선정하여 제안한 컨버터의 모드 3 회로에 대한 상태 방정식을 세우면 아래와 같다.

T

3 1 3

[ _{L lk} _{e q} _{L m} ( / ) _{C s} ]

x  i v i N N v (3.4)

2 2 2 2

1 3 3 1 3 3

0 1 / 0 1 /

1 / 0 0 0

0 0 0 1 /

/ ( ) 0 / ( ) 0

1 / 0

0 0

l k l k

e q

m

s s

l k

g

o

L L

C

x x

L

N N C N N C

L

V I

 

 

 

  

 

  

 

 

 

 

     

 

 

(3.5)

위 상태 방정식 (3.4), (3.5)를 풀면, 메인 스위치 내압

v

Cs1

(t)

,

v

Cs2

(t)

는 다음과 같다.

1 2 1 2 2

2 2 2 3 3 2 4 3 2

( ) ( ) 0 .5 c o s ( - )

s i n ( - ) c o s ( - ) s i n ( - )

C s C s g

V t V t V C t t

C t t C t t C t t



  

  

   (3.6)

이때

C

1과

C

2,

C

3,

C

4는 상수이고 ₂와 ₃는 아래와 같다.

2 2 2

3 1 3 3 1 3 3 1 3

2 2

3 1 3

( / ) ( ( / ) 2 ) - 4 ( / )

2 ( / )

lk e q m e q m s lk e q m e q m s lk m e q s

lk m e q s

L C L C L N N C L C L C L N N C L L C N N C

L L C N N C

  ^ ^ ^ ^ ^ (3.7)

2 2 2

3 1 3 3 1 3 3 1 3

3 2

3 1 3

( / ) ( ( / ) 2 ) - 4 ( / )

2 ( / )

lk e q m e q m s lk e q m e q m s lk m e q s

lk m e q s

L C L C L N N C L C L C L N N C L L C N N C

L L C N N C

  ^ ^ ^ ^ ^ (3.8)

가정 5에 의해, ω3는 식 (3.9)와 같이 근사할 수 있다.

2

3 1 3

3 2

3 1 3

( / )

s e q

lk s e q

N N C C

L N N C C

  ^ (3.9)

(31)

모드 3에서 메인 스위치

S

1과

S

2의 기생 커패시터는

L

lk,

L

m 과의 공진에 의해 방전된다. 이때

i

Llk

(t

2

)

는

i

Lm

(t

2

)

와 부하 전류에 의존하고,

i

Lm

(t

2

)

는 메인 스위치의 영전압 스위칭 조건에 결정적인 역할을 한다.

따라서 식 (3.9)에서 볼 수 있듯이, ₃ 는

L

m 을 포함하지 않아 ₃ 에 의한 공진은 무시되게 된다. 이를 통해 식 (3.6)은 아래와 같이 근사 될 수 있다.

1 2

2

1 2 2 2 2 2

2 1

( ) ( ) 0 .5

( )

( ( ) 0 .5 ) c o s ( ) s i n ( )

C s C s g

L lk

C s g

s

V t V t V

i t

V t V t t t t

C

 



 

     (3.10)

모드 3은

v

Cs1

(t)

와

v

Cs2

(t)

가 0으로 도달할 때 종료된다.

모드 4 (

t

3

~t

4)

모드 4는

v

Cs1

(t)

와

v

Cs2

(t)

가 0에 도달하면 시작한다. 그림 3.6은 모드 4의 회로이다. 메인 스위치

S

1과

S

2의 바디 다이오드

D

s1과

D

s2에 전류가 흐르기 시작한다. 이 모드의 공진요소는

L

lk 와

L

m,

(N

3

/N

1

)

²

C

s3이다.

v

Cs3

(t

3

)

를

(1+N

3

/N

1

)V

g

-V

Cc 로 두면, 보조 스위치

S

3의 내압

v

Cs3

(t)

는 아래와 같이 근사할 수 있다.

 

   

3 3

1

3 3 2 1

3

4 3

2

1 4 3 1 3

( ) 1 -

( ) - ( ) - /

s i n -

/

C s g C c

L lk L m O

s

N

V t V V

N

i t i t N N I

N

t t

N N N C

 

 

   

 



(3.11)

이때

ω

4는 (3.12)이다.

1 4

3 l k s3

N

N L C

  (3.12)

(32)

모드 5 (

t

4

~t

5)

모드 5는 메인 스위치

S

1과

S

2가 켜질 때 시작된다. 이때 스위치들은 영전압 스위칭 조건에서 켜진다. 그림 3.7 (b)는 이 모드의 등가 회로를 보여준다. 공진은

L

lk 와

L

m,

(N

3

/N

1

)

²

C

s3 사이에 일어난다. 이 모드에서

(33)

전력이 입력단에서 출력단으로 전달되며, 이는 기존의 이중 스위치 포워드 컨버터와 같다. 보조 스위치

S

3가 꺼져 있지만

C

s3와 인덕턴스 성분과의 공진 경로가 존재하여 공진하게 된다. 때문에 나타나는

v

Cs3

(t)

는 기존의 능동 클램프에서 나타나는 모습과는 다르다. 하지만

그림 3.7 (a) 제안한 컨버터의 모드 5의회로 (b) 모드 5 회로의 등가회로

(34)

회로의 경로에 실제로는 저항이 존재하며, 회로의

R

ds,on과 기생 저항 등이 존재하므로, 가정 6)에 따라 그림 3.2와 같이 공진이 감쇄되어 잦아들게 된다.

모드 6 (

t

5

~t

6)

모드 6은 메인 스위치

S

1과

S

2가 꺼지는

t

5에 시작된다. 그림 3.8과 같이 보조 스위치

S

3가 꺼져 있다.

C

s1과

C

s2가 공진에 의한 변압기 1차단 전류로 인해 충전되며,

C

s3는 방전된다. 모드 6의 등가 회로는 모드 4와 같다. 가정 6에 따라

v

Cs3

(t

5

)=(1+N

3

/N

1

)V

g

-V

Cc 일 때, 스위치

S

3의 드레인-소스 전압

v

Cs3

(t)

는 아래와 같이 나타낼 수 있다.

 

   

3

3 2 5

1

3

5 2 2 5

1 2 1

( ) c o s

2 s i n

C s g C c g

L l k l k

s

N

V t V V V t t

N N

i t L t t

N C



 



   

 

    

 

(3.13)

모드 6은

v

Cs3

(t)

가

V

g

-V

Cc 에 도달하면 종료된다.

V

Cc의 DC 값은 3.2절에서 소개된다.

모드 7 (

t

6

~t

7)

모드 7은

v

Cs3

(t)

가

V

g

-V

Cc 에 도달하면 시작된다. 이 모드는 그림 3.9를 통해 회로를 확인할 수 있다. 도통 구간으로 2차단의 다이오드

D

1과

D

2가 교번하게 된다. 이 모드에서는

v

Cs3

(t)

는

V

g

-V

Cc 로 유지되고, 변압기에 걸리는 전압은 0이 된다. 반면에

v

Cs1

(t)

와

v

Cs2

(t)

는 정현파의 파형을 보인다. 1차단에서

L

lk 와

C

s1,

C

s2로 구성된 공진 경로가 나타나

v

Cs1

(t)

과

v

Cs2

(t)

는 아래와 같이 구할 수 있다.

(35)

 

1 2

6

1 6 1 6 1 6

1 1

( ) ( )

( )

0 .5 ( ) 0 .5 c o s ( ) s i n ( )

C s C s

L lk

g C s g

s

V t V t

i t

V V t V t t t t

C

 





      (3.14)

모드 7은 2차단 다이오드

D

1과

D

2의 교번이 끝나면서 종료된다.

그림 3.8 (a) 제안한컨버터의 모드 6의 회로 (b) 모드 6 회로의등가 회로

(36)

(37)

모드 8 (

t

7

~t

8)

2차단 다이오드

D

1과

D

2의 교번이 종료되면 모드 8이 시작된다.

모드 8의 등가 회로는 그림 3.10과 같으며, 모드 4의 등가 회로와 같아 공진 요소 또한

L

lk 와

L

m,

C

eq,

(N

3

/N

1

)

²

C

s3가 된다. 따라서 보조 스위치

S

3에 걸리는 전압은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

3

3 7 2 2 7

1 2 1

( ) ( ) 2 s i n ( )

C s g C c L l k l k

s

N

V t V V i t L t t

N C

 



 

      

  (3.15)

모드 8은

v

Cs3

(t)

가 0에 도달할 때 종료된다.

모드 9 (

t

8

~t

9)

v

Cs3

(t)

가 0에 도달하면서 모드 9는 시작된다. 그 회로는 그림 3.11과 같다. 보조 스위치의 바디 다이오드

D

s3를 통해 전류가 흐르고,

L

lk 과

C

eq 가 공진하는 경로가 생긴다. 이에 따라

v

Cs1

(t)

와

v

Cs2

(t)

는 아래와 같이 나타난다.

 

1

1 2

3

1

1 8 1 8

3

8

1 8

1 1

( ) ( ) 0 .5

( ) 0 .5 0 .5 c o s ( )

( )

s i n ( )

C s C s g g C c

C s g g C c

L l k

V t V t V N V V

N N

V t V V V t t

N i t

t t C s



 

 

     

 

 

      

 

 

(3.16)

모드 9는 보조 스위치

S

3가 켜질 때 종료된다.

(38)

그림 3.10 (a) 제안한컨버터의 모드 8의회로 (b) 모드8 회로의 등가 회로

(39)

그림 3.11 (a) 제안한 컨버터의모드 9의회로 (b) 모드 9회로의등가 회로

(40)

모드 10 (

t

9

~t

10)

모드 10은 보조 스위치

S

3가 켜질 때 시작된다. 이때 보조 스위치는 영전압 스위칭 조건에서 켜지며, 그림 3.12와 같이 모드 9에서 바디

그림 3.12 (a) 제안한컨버터의 모드10 회로 (b) 모드10회로의 등가회로

(41)

다이오드

D

s3를 통해 흐르던 전류가 스위치를 통해 흐르게 된다. 이에 따라 회로 구성은 모드 9와 같다고 할 수 있다. 메인 스위치

S

1과

S

2가 꺼져 있지만,

C

s1,

C

s2와 인덕턴스 성분과의 공진 경로가 존재하여 공진하게 된다. 때문에

v

Cs1과

v

Cs2가 공진하는 파형을 나타내는데, 모드 5에서와 같이 가정 6에 따라 스위치 내압 공진이 감쇄되어

0.5[V

g

+N

1

/N

3

(V

g

-V

Cc

)]

의 값을 가지게 된다. 메인 스위치의 전압 공진 피크는 변압기의 누설 인덕턴스 에너지에 의해 발생하는데, 이를 고려하여 스위치를 선정하게 된다.

3.1.2 불연속 전류모드에서의 동작분석

제안한 컨버터에서 출력 인덕터 전류를 기준으로 0인 구간이 존재할 때 컨버터의 동작 파형은 아래의 그림 3.13과 같이 나타난다.

이 파형을 통해 불연속 전류 모드에 대해 살펴보면, 앞 절의 그림 3.2과 비교 했을 때 출력 인덕터 전류

i

Lout과 출력 다이오드 전류의 파형에서 그 값이 0인 구간이 생긴 것을 제외하고는 는 거의 유사하다.

때문에 출력 인덕터 전류

i

Lout 이 0인 구간

(t

9

’~t

0

)

를 제외한 다른 구간에서의 회로 구성 및 분석이 동일하다. 이에 이 절에서 불연속 전류 모드의 동작에 대해서 모드 11만을 추가하여 분석하도록 한다.

모드 11(t9’~t0)

그림은 모드 11의 회로로서 모드 10의 회로와 유사하나 출력 인덕터와 출력 다이오드에 전류가 흐르지 않는다는 차이가 있다. 모드 10과 마찬가지로

C

s1,

C

s2와 인덕턴스 성분과의 공진 경로가 존재하여

(42)

공진하게 된다.

그림 3.13 제안한 컨버터의 불연속전류 모드 동작시핵심 동작 파형

(43)

그림 3.14 (a) 제안한 컨버터의모드 11 회로 (b) 모드 11회로의 등가회로

(44)

3.2 정상 상태 분석

본 절에서는 제안한 토폴로지가 정상상태로 동작할 때 나타나는 소자들의 전압 및 전류를 분석하여 수식으로 나타낸다.

3.2.1 전압비

제안한 컨버터의 전압비 M은 일반적인 포워드 컨버터의 연속 전류 모드에서의 전압비 M와 같아 식 (3.17)로 나타난다.

2

1 O

g

V N

M D

V N

  (3.17)

한편 불연속 전류모드에서는 출력 인덕터의 전류가 0인 구간이 존재함에 따라 전압비의 식이 달라지게 되는 데, 출력 인덕터의 구간 별 에너지를 통해 전압비를 구할 수 있다. 출력 인덕터의 전류가 최댓값에 도달한 이후부터 0에 도달하는 구간의 비율을

D

A라고 두면,

m a x m a x

2

1 ^g 2 ^s ^O 2 ^A ^S

I I

N V D T V D T

N

  (3.18)

식 (3.18)과 같고, 이를 통해 불연속 전류 모드에서의 전압비를 구하면

아래와같다.

2

1

2

1 D C M 2

L o u t O

g s

N D M N

L I

D N

V D T N



  



  

(3.19)

식(3.17)에서 볼수있듯이, 연속 전류모드에서는 전압비가 변압기권선

(45)

비와시비율에만 의존한다. 반면 식 (3.19)과 같이 불연속 전류모드에서는 부하전류에도 의존하게된다. 이에따라 불연속 전류모드에서의 시비율

은아래의식 (3.20)으로나타난다.

2 2 2

1 1

2 _{o u t} _O _O

D C M

O

g S

g

L I V

D

V

N N

V T

N N V

  

  

   

 

(3.20)

이를통해불연속전류모드에서는 부하 전류가 낮을 수록시비율이 작 아지고, 입력전압이 낮을수록 시비율이 크게 동작해야함을 확인할 수있 다.

3.2.2 스위치 내압

제안된 컨버터의 스위치 내압을 분석하기 위해서는 두 가지 분석이 필요하다. 제안된 컨버터의 메인 스위치와 보조 스위치는 동장 모드 분석에서 살펴본 것처럼 회로의 공진에 의해 나타나는 피크와 정상 상태 분석을 통해 내압의 DC 값을 계산함으로써 스위치 내압을 계산할 수 있는데, 이 절에서는 정상 상태 분석을 통해 스위치 내압의 DC 값을 계산하도록 한다.

앞 절에서의 분석에서 모드 5와 모드 10의 회로를 통해 메인 스위치와 보조 스위치의 내압은 아래와 같음을 알 수 있다.

 

1

_ ( )

3

s t r e s s D C m a i n 0 .5 g g C c

V V N V V

N

 

    

  (3.21)

3

_ ( )

1

s t r e s s D C a u x 1 g C c

N

V V V

N

 

    

  (3.22)

(46)

위의 값들을 계산하기 위해서는

V

Cc를 구해야 한다. dead time을 무시할 때

L

m 에 걸리는 전압으로 vol-sec 균형 식을 세우면 식 (3.23)와 같이 나타난다.

 

^ ^

1

3

1 0

g S C c g S

N

V D T V V D T

N

    (3.23)

따라서

V

Cc의 DC 값은

3

1

C c g 1

N D

V V

N D

 

   

   (3.24)

이 되고, 이를 식 (3.21)과 식 (3.22)에 대입하여 정리하면,

_ ( )

0 .5 1

g s t r e s s D C m a i n

V V

D

  (3.25)

3

_ ( )

1 1

g s t r e s s D C a u x

N V V

N D

  (3.26)

를 얻을 수 있다.

한편, 제안된 토폴로지에서 주 스위치와 보조 스위치에는 정상상태의 내압뿐만 아니라 스위치가 꺼질 때 발생하는 공진에 의한 전압 피크 또한 존재한다. 대부분의 상황에서 이 전압 피크는 정상상태 내압 보다 크고, 정상상태의 내압을 고려해서 MOSFET 소자를 선정하였어도 이 전압 피크가 소자의 정격 전압을 넘어가면 소자가 파손되는 문제가 있다. 따라서 주 스위치와 보조 스위치의 전압 공진의 최댓값을 고려하여 MOSFET 소자를 선정하는 것이 중요한데, 이는 변압기의 누설 인덕턴스와 관계가 있다.